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翻訳: T.Sato
EMC Journal の 93〜97号には、 消費者向け、家庭用、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍事、工業、発電、そして配電を含む全ての電力変換の応用をカバーする、 モジュール、製品、システム、あるいは設備で使われる、 ミリ・ワットから数十メガ・ワットまでの DC/DC と AC/DC のコンバータや DC/AC と AC/AC のインバータを含む全分野をカバーしようとする、 この「スタンド・アローン」のシリーズの前の部分が掲載された。
ハイブリッド自動車や電気自動車、電気推進、 「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明)、そして 太陽光、風力、海洋温度差、潮力などのための電力変換もカバーされるであろう。
93〜95号では図の番号の付け方がその他とは異なっていることをお詫びしておく。
私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本 [15] への 適切な参照を示すであろう。
だが、これらのテクニックのほとんどは 通常はエミッション限度への適合のための充分な抑制を与えられず、 さらに、11次よりも下の高調波がノイズのエミッションを生じるままとする。 従って、フィルタとシールドを用いて伝導性と放射性のエミッションを抑制する必要がある。
この記事はフィルタを用いた抑制に焦点を当てるが、伝導性のノイズは導体から放射され、 放射の試験での不合格を引き起こし得ることを覚えておくことが重要である。 伝導性エミッション試験が 30MHz まで行なわれるということが、 30MHz 以上ではフィルタが不要だということを意味するわけではない ―― パワー・コンバータに接続された全ての導体は、その周波数がいくつであれ、 それが多過ぎるノイズを発生する最大の周波数までフィルタされなければならない。
パワー・コンバータがフィルタ (あるいはシールド ―― これは放射性エミッションのためだけではない) を必要とするかも知れない最大の周波数は、 そのスイッチング周波数の 2,000倍に容易に達し得る。 従って、1kHz のスイッチャやチョッパは容易く 2MHz 以上で過剰なノイズを放射し得るし (私は単体で 4MHz 以上でのエミッション試験に不合格となった 5kW 50Hz ブリッジ整流器を見たことがある)、 100kHz のスイッチャは容易く 200MHz 以上で多過ぎる放射を生じ得る。
商業的、また財務的な成功のために、その総生産コストを低く保つため、 我々は自らの製品で可能な最小の EMI 抑制を用いることを望む。
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| Figure 7.1-1: 出荷までの時間とコスト |
これは [67] の質問6に対する産業界の回答 ――Figure 7.1-1 を参照―― で示されており、 ほとんどの電子工学応用について同じことを示す、 同様の名高い組織からの他の報告を見たことがある。
それと同時に最も費用効果の良い EMI 抑制を達成しながらの (EMC 適合した製品の) 出荷までの時間の短縮には、 新しいプロジェクトの最初からの良い EMC 工学設計の使用が必要である。
私は、その総材料費 (BOM コスト) の 33% 以上、 そしてそのコンバータの総寸法 (体積) と重量の 33% 程度を占める5段の主電源フィルタを必要とした スイッチ・モード・パワー・コンバータを見たことがある。 これらのフィルタは、製品が該当するエミッション規格に適合して販売できるようになるまでに、 典型的には6ヶ月を設計に要する。 その結果としての市場への出荷の6ヶ月の遅れは、今日の動きの早い時代においては、 潜在的に非常に競争力のある製品であったものを 損失を生じる財務的なブラックホールに変え得る類の遅れである。
これらのパワー・コンバータに共通していたのは、 私がこのシリーズの前の記事でカバーした事項を設計者が完全に無視していたことであった。 彼らは単にその機能上の仕様に何とか適合するパワー・コンバータを作り、 それからそのエミッションを測定するためにテスト・ラボに放り込み、勿論不合格となり、 それからフィルタとシールドを付け足し、 エミッション試験に合格する何かが手に入るまでテスト・ラボでの試験を繰り返した。
悲しむべきことは、もし彼らが私が 1999年から EMC Journal で述べてきた 良い EMC 工学設計テクニックの資料 (このシリーズの前の記事は気にせずに) を用いていれば、 おそらくは機能上の仕様をより速やかに達成し、 EMC テスト・ラボでの1回よりも多くの繰り返しを必要とせず、 そのフィルタは製品 BOM コストの 15% 以上を占めはしなかったであろうことである。 出荷までの時間は、EMC 適合が不要であった場合と同程度に短く、 おそらくはそれ以下となったことであろう。
電子機器設計プロジェクトの最初からの良い EMC 設計テクニックの使用が、 どのように財務リスクを低減させながら競争力を向上させるかについて、より詳しいことは、 [5] の 1.1章を参照されたい。
最初からの良い EMC 設計の使用のアプローチは誰にでもできるようなことであるにもかかわらず、 私が実際に気付いたことは、設計技術者が、ますます、 製品内の全ての小さい部品やアセンブリについて 最低の BOM コストの達成に焦点を当てるようにさせられているということである ―― これは、機能上の仕様の達成の困難、EMC 適合の達成の困難、より大きな出荷の遅れ、 そして総生産コストの増加をほぼ保証するアプローチである。 ここでは [12] が適当かも知れない。
良い EMC 設計の商業的、及び財務的利点について書いている人は非常に少なく、 その全てが彼らの咎というわけではないとは思うものの、 私は EMC を学ぶ手間を掛けないプロジェクト・マネージャやその他のマネージャに非があると考える。
そろそろこの記事の主題に戻るべきだろう。 だが、最初に、[13]、[42]、[64]、[65]、及び [66] で述べた設計テクニック全てが、 フィルタとシールドのコスト、寸法、及び重量の低減、 総生産コストの低減 (一部の PCB とアセンブリの BOM コストは増加するとしても)、 そして出荷までの時間の顕著な低減を助けるということを繰り返しておこう。
必要以上の EMI フィルタやシールドを使わなくても良いように、
そして時間を節約できるように、
新たなプロジェクトの最初から EMC を理解している必要がある。
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| Figure 7.2-1: 可変速3相モータ・ドライブの例 |
Figure 7.2-3 と 7.2-4 は 5kHz までの主電源高調波のエミッションの抑制のための 主電源入力と直列の高インダクタンス (数 mH) のインダクタ (リアクトル) の組を示し、 これはこのシリーズの後の記事でカバーするつもりである。 今は、RF エミッションの抑制に焦点を当てる。
この例は高電力産業用 AC/AC のものであるが、この章で述べる基本的なノイズ抑制原理は、 DC 入力 (入力整流器を用いない)、及び/もしくは DC 出力 (異なる種類のスイッチング回路や出力整流器を用いるかも知れない) を含む、 任意の/全てのタイプのスイッチング・パワー・コンバータに当て嵌まる。
Figure 7.2-1 は、ほとんどの高出力 VSD のように、
整流器がチョッパと別の金属の箱に入れられて DC リンクと呼ばれるもので接続された、
このシステムの基本形を示す。
この章の後の方で述べるように、長い DC リンクは EMC のために悪い考えであるものの、
DC リンクは任意の長さのケーブルやバスバーとなり得る。
10kW 以下の定格の VSD やその他の種類の AC 入力パワー・コンバータやインバータは、
通常は整流器、DC リンク、そしてスイッチャやチョッパを、1つの箱の中に入れる。
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| Figure 7.2-2: ノイズ電流ループを示す VSD の例 |
強力な VSD 設備については、近傍の金属構造は、ケーブル・トレー、放熱器、 エンクロージャ (例えばキャビネット)、コンクリートの鉄筋、構造鉄骨、ケーブル外装などを含む。
PCB 上に実装されたパワー・コンバータについては、近傍の金属構造は、 放熱器、金属のエンクロージャ、そして PCB の積層内のトレースやプレーンを含む。
そのような接続が用いられる場合、 その接地導体は RF では非常に高いインピーダンスを持つほど長く、 コモン・モード (CM) RF ノイズ電流の主要な経路に大した影響を与えない ――それは Figure 7.2-2 で示した浮遊容量の変移電流を介して流れる―― ことから、 安全接地接続は何も示さなかった。
なぜ地中の安全接地電極への接続が一般に EMC のために重要ではないかについて、 より詳しくは、[4] の 5.7章、及び [5] の 2.7.7章を参照されたい。 [5] の 4.6.8章と [37] の 3.1.4章は、電子設計が正しく行なわれた時、 「グランド・ループ」と呼ばれるものが問題とならない理由も示す。 だが、それらの金属構造が安全接地に接続されているかどうかにかかわらず、 後述するように、VSD の近傍の金属構造の細部、 そしてそれらが互いに、また VSD に電気的にどのように接続されているかは、 CM 電流ループの管理のために非常に重要である。
Figure 7.2-2 は、差動モード (DM) RF ノイズ電流を青で、CM RF 電流を赤で図示する。
不要な/浮遊ノイズ電流を含む全ての電流は閉ループを流れ (キルヒホッフの法則による)、 私は Figure 7.2-2 を流れる DM と CM のノイズ電流を単純化された形で図示した。 この図の中の色を付けた領域は、それぞれのループに関係する電磁近傍界を示す。 近傍界と遠方界についてより詳しくは、[4] の 2.4章か [5] の 2.4章を参照されたい。
DM 電流ループは主電源入力とモータ・ドライブ出力のケーブルに閉じ込められていることに注意されたい。 だが CM ノイズ電流ループは様々な浮遊容量 (あるいは直接の接続) を通して 全ての近傍の金属構造 (示されていない) へと流れ、 それが見付けられる最小のループ面積を用いてループを完成させるために 浮遊容量 (あるいは直接の接続) を通って戻れるところまで、その金属構造に沿って流れる。
この章 (7.2章) の図は、それらが実際には非常に長くなり得るにもかかわらず、 主電源入力とモータ出力ケーブルが非常に短く見えるようにしているので、 誤解をもたらし得る。 AC 電源 (通常は、例えば AC 33kV rms から 230V rms のように高圧から降圧する 大型変圧器であるが、時には発電機となる) からパワー・コンバータへの主電源ケーブルの長さは ほとんど常に数十メートルとなり、容易く数百メートル以上となり得る。
VSD からのモータ駆動ケーブルは非常に短いものとなり得る。 EMC のためには短いものの方が良く、 駆動されるモータのフレームにモータ・ドライブを直接取り付けるのが通常は最良であるが、 私は 100m よりもかなり長いケーブルを介して非常に大きなモータを駆動する 10MW VSD を 鋼材圧延ミルで見たことがある。
Figure 7.2-2 で示した回路の中の CM 電流は、 AC 電源 (例えば降圧変圧器) から VSD を通りモータに達する全経路に拡がる。 これらのループは実に広い面積を囲み、 他の機器やシステムを通過して干渉を与える可能性が高い。
私は、それらの機械のうちの1台のコンプレッサに給電する 単一の 100kW モータ・ドライブが発生する CM ノイズで工場の全金属構造が「汚染」されていた、 それぞれが最大級の鉄道車両ほどの大きさの多数のプラスチック射出成型機を含む 大きな工場を見たことがある。
我々は、DM と CM のノイズ電流ループを、単体の、あるいは組み合わされた コンデンサ、インダクタ、RF チョークから成るフィルタを用いて抑制する。 フィルタの原理は、DM と CM のノイズ電流に、自ずとそれを流れることを好む、 遥かに小さい面積を持つループを設けることである。
この非常に重要な理解についてのより詳しいことは、 [4] の 5章、あるいは [5] の 2.7章、 また [33] (システムと設備について) や [32] (PCB について) を参照されたい。
高価な高性能のものであるとしても、 ただフィルタを購入してそれが独立して働くことを期待するのは充分ではない。 フィルタが期待したように働くためには、DM と CM のノイズ電流が フィルタによって非常に小さいループ面積 ――それが自ずと「好む」―― へと逸らされ、 入力や出力のケーブルに流れるノイズ電流 ――我々がエミッションと呼ぶもの―― のレベルを低減するように、「RF 接続」を用いる必要がある。
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| Figure 7.2-3: フィルタと RF 接続の双方が行なわれた VSD の例 |
前と同様、DM 電流ループは薄い青で塗り潰された青の外形で示され、 CM 電流ループは薄い赤で塗り潰された赤の外形で示される。 適切に設計されて組み立てられた時、 全てのノイズ電流ループはフィルタと VSD を構成するユニットの中に閉じ込められる。 それは AC 電源へと行く (長い) 主電源ケーブルへと主電源フィルタを越えて拡がらず、 あるいは (長いかも知れない) モータ・ケーブルへと出力フィルタを越えて拡がらない。 (勿論、完璧なものはない ―― 7.3章参照。)
その描き方のため、Figure 7.2-3 は、DM と CM のノイズに影響される面積が 主電源側と出力側のフィルタの追加によってどれほど低減されたかを視覚的に示さない。 フィルタなしでは、コンバータからのノイズは、入力電源配電網の岐路全体に、 そしてモータ負荷への出力ケーブルの全経路に拡がる。
ここで用いている三相 VSD モータ・ドライブの例については、 これは工場の建物の大半、おそらくは全てを容易く含み得る。 そして、(例えば) パーソナル・コンピュータ (PC) 内の PCB 実装型 DC/DC コンバータの場合、 それは、その入力 DC レールから給電される全範囲を、 そしてその出力 DC レールが給電される全範囲をカバーし得る。
だが、フィルタがあれば、DM と CM のコンバータ・ノイズに曝される領域は フィルタとコンバータ自身でカバーされる範囲に制約される。 全ての電流 (浮遊ノイズ電流を含む) は 可能な限り小さい面積となることを「好む」閉ループを流れるので、 Figure 7.2-3 に示すように、フィルタとコンバータ回路を互いに近くに配置し、 可能な限り物理的に接近させることで、最良の結果が達成される。
「RF 接続」は、抑制すべき最大のノイズ周波数まで低いインピーダンスを持つ 電気的接続を用いることを意味する。 この文脈での「低インピーダンス」は、常に << 1Ω で、望ましくは < 10mΩ である。
効果的な RF 接続は、抑制すべき最大の周波数において、 互いに波長 (λ) の 1/10 よりもかなり小さい間隔 ――例えば 10MHz までのフィルタのためには << 3m、100MHz までのためには << 300mm―― の複数の接続の使用も必要とする。 RF 接続されるユニットの寸法が抑制すべき最大の周波数において << λ/10 であるならば、 その RF 接続のために単一の電気的接続が受け入れられるかも知れない。
(最大までの) 任意の周波数におけるより大きな抑制のためには、 RF 接続のインピーダンスはより低いべきであり、多点接続の間隔はより小さいべきである。
RF 接続は、ほぼ全ての EMC の教科書や記事が「EMC 接地」や「RF 接地」と呼ぶものである。 これらは、それが安全接地と何らかの関係を持つように聞こえる ――それはそうではない―― ので、混乱を招く用語である。
この用語の混乱は、非常に多くの電子機器製造会社、システム・インテグレータ、 そして電気設置業者に、大きな問題、遅延、そしてコストをもたらしてきた。 これが私がその代わりに「RF 接続」という用語を用いるようになり、 また全ての人にそうするように強く奨める理由である。
実際に RF 接続を達成する方法は以下のもので詳細に述べられている:
上の参考資料から、 RF 接続を行なうために用いられる導体の長さが非常に重要であることがわかる。 例えば、典型的な直径 4mm の導体 (あるいは 4mm 幅の PCB トレース) は おおよそ 0.8μH/m のインダクタンスを持ち、 従ってそのインピーダンスが 10MHz で 1Ω を超えないためには おおよそ 20mm よりも長くてはならず、これよりも大幅に短いことが望ましい。
この直径 4mm のワイヤ (あるいは 4mm 幅のトレース) の接続導体を 25mm 幅の編組ストラップ (あるいは 25mm 幅の PCB トレース) で置き換えれば、 そのインダクタンスはおおよそ 0.4μH/m に低減され、 10MHz までのノイズの抑制のためには 40mm よりも長くてはならず、 これよりも大幅に短いことが望ましいということになる。
100MHz までの周波数のためには、 この直径 4mm のワイヤ (あるいは 4mm 幅の PCB トレース) は 2mm よりもかなり短くなければならず、 25mm 幅の編組ストラップ (あるいは PCB トレース) は 4mm よりも短くなければならない ―― 従って、ここでの最良のアイデアは、通常は、 RF 接続の必要がある金属のエンクロージャ／シャーシ／フレーム／PCB 0V プレーンなどを、 ねじ、ボルト、ハンダ付け、熔接、あるいはその他の手段で直接固定することである。
Figure 7.2-3 は、フィルタ、整流器、そしてチョッパのユニットが 互いに RF 接続されているのを示すが、時にはこれは実際的ではなく、その代わりに、 通常はそれらを支持するために用いられるキャビネットやフレームのような ローカルな金属構造にそれらを接続することが必要となる。
この場合、そのローカルな金属構造を、 非常に小さいループ面積を達成するような形でユニット間の CM 電流を運ぶための 「RF 基準」に変えることが必要となる。
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| Figure 7.2-4: フィルタと RF 基準への RF 接続が行なわれた VSD の例 |
この状況では、このタイプの RF 基準が << 1Ω を維持できる最大の周波数は、 そのシールド効果によって定められる。
コンバータ、及び/もしくはそのフィルタを構成する様々なユニットが 抑制すべき最大の周波数まで << 1Ω のインピーダンスを維持できるほど 充分に良く遮蔽された金属の箱を持たない場合、 通常はそれらを支持材、そしてその他のローカルな金属構造に RF 接続することも必要となる。 Figure 7.2-3、及び 7.2-4 の組み合わせ。
私は、それが敏感な計装 (例えば温度、重さ、そして流量測定) に干渉するのを止めるため、 フィルタされた VSD とローカルな金属構造のあらゆるところに RF 接続を追加して、 大きな設備で何日も過ごしたことがある。 より多くの RF 接続を追加すれば、そしてそれらが短くなれば、その VSD の EMI は低くなる。
RF 基準は、ほとんど全ての EMC の教科書や記事が「EMC 接地」や「RF 接地」と呼ぶものである ―― それらが非常に異なったものであるにもかかわらず、人々は、 安全接地を「接地」と短縮するのと同様、それらを単に「接地」と短縮するので、 混乱を招く用語である。
前と同様、この用語の混乱は、大きな問題、遅延、そしてコストをもたらしてきたので、 私はその代わりに「RF 基準」という用語を用い、その使用を強く推奨する。
実際に RF 基準を作る方法は以下のもので詳細に述べられている:
上の参考資料が示すように、 RF 基準は抑制すべき最大の周波数まで低インピーダンスを与える金属構造である。 このインピーダンスは常に << 1Ω でなければならず、望ましくは < 10mΩ で、 より低いインピーダンスはより高いレベルの RF 抑制と関係する。 上のリストの参考資料は、 これを低い (時にはゼロの) コストでどのようにして達成するかを述べる。
RF 基準は、ある種のメッシュを作るために既存の、 及び/もしくは追加の金属の要素を互いに RF 接続することで、 あるいは (より良いのは) 金属板を互いに RF 接続することで作られる。 理想的には、RF 基準は、それに RF 接続されるユニットやフィルタ全ての下にある、 そして実際的な範囲でそれを越えて拡がる、単一の金属板から成るであろう。 Figure 7.2-4 のスケッチのようなもの。
理想的な金属板の RF 基準よりも良いものは、 コンバータ・ユニットとそのフィルタ全てを囲む全体のシールド・エンクロージャの内面を用い、 少なくとも抑制すべき最大の周波数まで良いシールド効果を達成することである。 ケーブルやその他のタイプの導体が出入りする金属の箱の良いシールド効果の達成は些細なことではなく、 多くの人々が１つの僅かな細部を忘れることでひどく誤ったものとしている。 シールドはこのシリーズの後の記事でカバーされるであろうが、 今すぐに知る必要があるならば、必要なテクニックは以下のもので完全に述べられている:
RF 基準のもうひとつの重要な性質は、それを用いようとするものに、 抑制すべき最大の周波数における波長の 1/10 よりもかなり近くなければならないことである。 これはしばしば「fmax において << λ/10」のように書かれるが、 周囲の媒体が空気、ガス、あるいは真空 (油、水などではなく) である場合には、 これはその代わりに 30/fmax と書ける。 fmax が MHz で与えられている場合はその結果は m であるが、 fmax が GHz で与えられていればその結果は mm となる。 例えば、空気中で fmax が 10MHz であれば λ/10 は 3m、 空気中で fmax が 100MHz であれば λ/10 は 300mm である。
これらが最大値であり、 理想的には少なくともこの 10倍、RF 基準に近くしたいことを忘れないこと; 例えば、10MHz までについて < 300mm、そして 100MHz について < 30mm。
30/fmax、あるいは λ/10 よりも離れた RF 基準は、 RF 基準として役に立たない。 それらは他の機器のためには完璧な RF 基準となるかも知れないが、 我々の RF 基準となるためには離れすぎている。
それらが 30/fmax (MHz は m を与える) や λ/10 よりも遠い時に 金属構造を RF 基準として用いることは、通常はエミッションを増幅するであろう ―― 我々が望むことではない。
DC リンクではある特定の問題が生じる。 それらは非常に大きな DM と CM のノイズ電流を運び、システムによっては、 いくらか離れた１つ、２つ、あるいはそれ以上のパワー・コンバータに DC 電力を給電するために 単一の高電力整流ユニットを用いる。
だが、 Figure 7.2-3 は、 DC リンクを通って流れる DM と CM のノイズ電流の抑制のためには、 整流ユニットとそれが給電する任意の/全てのスイッチャやチョッパとのあいだに RF 接続が必要であることを示す。 そして、<< 1Ω の接続インピーダンスを達成するためには これらのユニットは互いに非常に近くなければならないであろうし、 そのような DC リンクは非常に短くなければならない。
理想的には、整流器とスイッチャやチョッパのユニットは、 抑制すべき最大の周波数で << λ/10 離れた複数の点で 互いに直接ねじ止めやボルト止めされる、金属のエンクロージャを持つであろう。
その代わりに、それらを RF 基準に RF 接続することもできよう。
いずれのアプローチも実際的でない場合、 あるいは DC リンクが長くなければならない場合、 DC リンクを整流器の出口でフィルタして この新たなフィルタを整流器自身に RF 接続し、 かつ/もしくはそれら双方を RF 基準に RF 接続すべきである。
また、この DC リンクから給電されるスイッチャ/チョッパ全てを DC 電源入力でそれぞれ個別にフィルタして これらの新たなフィルタをスイッチャ/チョッパ自身に RF 接続し、 かつ/もしくはフィルタとスイッチャ/チョッパ双方を RF 基準に RF 接続すべきである。
長い DC リンクで必要なこの追加のフィルタの追加コスト、スペース、重量は、 DC リンクを短くして1つのユニット内に閉じ込めるように、 それぞれのスイッチャ/チョッパ・ユニットに自らの整流器を設けた方が 費用効果が良いものとするかも知れない。
その代わりに、シールドされた DC リンクを用い、 シールドを整流器の RF 基準に RF 接続し、またこの DC リンクで給電される それぞれの/全てのスイッチャ/チョッパの RF 基準にRF 接続することもできよう。
シールドはコンバータの AC や DC の出力のフィルタを置き換えるために用いることもできる。 時には、シールドとフィルタを組み合わせるのが最も費用効果が良い。
ケーブルやバスバーのためのシールド・テクニックはこのシリーズの後のパートで議論するが、 それほど長く待てないならば、以下のものを見て欲しい:
物理と電磁気の法則は、ノイズ電流がこれらの小さいループを流れることを「好み」、 主電源とモータのケーブルによって作られるより大きなループから ノイズ電流が逸らされることを確かとする。 この小さいループの存在はこれらの大きなループを流れるノイズ電流のレベルを顕著に低減し、 エミッション試験への不合格、及び/もしくは現実の EMI の発生の可能性を低減する。
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| Figure 7.3-1: この章のための回路の例 |
だが、7.2章と同様、この章で用いるこれらの図は、 PCB 上に取り付けられる全ての種類の DC/DC コンバータから、全ての種類の AC/DC 電源、 そして何 MW ものものまでの全ての種類の DC/AC や AC/AC のインバータまでの、 全てのタイプのスイッチ・モード・パワー・コンバータに等しく当て嵌まる。
PCB 上に取り付けられる低電力コンバータの DC の入力や出力の多くは「シングル・エンド」回路であり、 従ってそのリターン経路はしばしば 0V 導体と呼ばれるものを流れる。
そのようなコンバータの PCB が外部金属構造を持つ場合、 その金属は 0V 導体に直接 RF 接続し、その全てを RF 基準として扱い、 この章 (そして 7.2章) の図をそれに応じて書き換えるべきである。 (この文章が充分に明確でないならば、 知らせていただければ将来の記事で適当な図を書くつもりである。)
だが、PCB の 0V リターン経路が構造上の金属材から 電気的に分離されていなければならない場合、 Figure 7.2-3、及び 7.2-4 で図示したような3導体系 (すなわち、往路、復路、そして RF 基準に別々の導体を用いる) を用い続ける。
ほとんどの EMC の本が EMC フィルタを説明しており、 従ってこの記事でその詳細に踏み込む必要はないだろう:
だが、これらの本はフィルタがどのようにしてノイズ抑制を達成するかを 電流ループとそのインピーダンスの言葉で述べていないので、 フィルタについてその形で少し書くことが助けとなるだろうと考えた。 それが望んだものであれ浮遊/ノイズであれ、電流が取る経路を考えることは EMC 設計問題を視覚化する非常に強力な方法であり、 EMC 設計の定性的な、そして定量的な分析にさえも用いることもできる。
それが望んだものであれ浮遊/ノイズであれ、 AC 電流はそのアドミッタンスに応じて複数の電流ループに分流される。 アドミッタンスは単にインピーダンスの逆数であり、 従って最大のアドミッタンス (すなわち最小のインピーダンス) を持つループが ほとんどの電流を運ぶ。
それは、最大のコンダクタンス (ジーメンス S)、すなわち最小のレジスタンス (Ω) を 最大の電流が流れる、DC 電流の並列抵抗負荷への分流と全く同じ形である。
だが、AC 電流において重要なものは、
当然周波数によって変化するアドミッタンス (インピーダンスの逆数) である。
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| Figure 7.3-2: 容量性フィルタの例 |
往路と復路の導体から RF 基準へのコンデンサは、CM ノイズ電流に対しての同じこと、 CM ノイズ電流に対して、電源 (あるいは負荷) への全長を辿って 様々な金属構造 (シャーシ、フレーム、設備の構造金属材など) を介して戻るよりも 低インピーダンスのループを与えることを目指す。
DM と CM のフィルタ・コンデンサの双方は 抑制すべきノイズ周波数範囲にわたって低インピーダンスを持つ必要があり、 これはそれらが最低のノイズ周波数で充分に低いインピーダンスを作るために 充分に大きい静電容量を持たねばならず、 それに加えて抑制すべき最大のノイズ周波数において充分に低いインピーダンスを持つために 充分に低い値の ESL (等価直列インダクタンス) を持たなければならないことを意味する。
([5] の 3.8章は、その RF 抑制の有用性をある周波数以上で制限する、
コンデンサに関連する浮遊 (寄生とも呼ばれる) インピーダンスについて述べる。
コンデンサの他の制限 (例えばリップル電流、温度) もカバーされている。)
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| Figure 7.3-3: フィルタ用コンデンサのタイプの例 |
例えば、長いケーブルの CM ノイズ電流ループの典型的なインピーダンスが 150Ω と仮定すると、 そして最大周波数 100MHz におけるエミッションの 20dB の低減を達成したいとすると、 15Ω の総ループ・インピーダンスを達成するフィルタ・コンデンサを用いる必要がある。 (それはこの例で示そうとしているポイントを変えないので、 単純化のため、ノイズの信号源インピーダンスは無視している。) この総ループ・インピーダンスは、コンデンサ自身のリアクタンス、 そして電流ループ内のインダクタンスとレジスタンス全てとのベクトル和である。 10nF のコンデンサは 100MHz で 0.16Ω 程度のリアクタンスを持つが、 10mm 角の電流ループは 0.04μH 程度のインダクタンス、 そして 100MHz で 25.2Ω のリアクタンスを持つ。 双方のリアクタンスのベクトル和は、ループ・インダクタンスに支配され、25Ω 程度である。
明らかに、我々がこのコンデンサ・フィルタ・アセンブリから期待できる最良のものは、 おおよそ 25 / (25 + 150) の減衰、すなわち約 -14dB であり、我々が望んだ 20dB ではない。 20dB を得るためには、ループ・インダクタンスを半分程度まで減らさなければならないだろう。
この例は、コンデンサの容量の選択という簡単な仕事を終えたならば、 コンデンサでフィルタする時に本当に問題となるのは総ループ・インダクタンスであることを示す。 100MHz でのエミッションの 20dB の低減を得るためには、 コンデンサの大きさを含めて、7mm 角に相当する電流ループを与えなければならない。
それは 10MHz で 40dB、1MHz で 60dB、あるいは 100kHz で 80dB でも同じであろう ―― 容量性フィルタを用いる時、それら全ては、 7mm 角、あるいはそれよりも小さい電流ループを必要とすることだろう。
同様の例が、DM ノイズ源の容量性のフィルタを行なう時にも 電流ループ・インダクタンスが問題であることを示す。 フィルタ製造業者はこの問題を良く知っており、 良い性能のため、三端子貫通型や隔壁貫通型のコンデンサを用いる。 これらは、(CM ノイズのために) RF 基準の一部となる金属の壁や隔壁に取り付けられた時、非常に低い ESL を持ち、 DM ノイズに対しても帰路導体としても働く。 その総ループ・インピーダンスは、 その RF 基準と任意の RF 接続のインピーダンスによって定まる。
それらが良く設計されて正しく組み立てられた RF 基準に取り付けられているならば、 三端子貫通型や隔壁貫通型のコンデンサ・フィルタは、 1GHz をかなり超えるところまで非常に高いレベルの減衰を達成できる。
100MHz 以上の周波数での良い抑制のためには、 貫通型フィルタがそれを通して取り付けられる金属板は、 ほとんど常に RF 基準であるとともにシールド・エンクロージャとなるだろう。
明らかに、容量性フィルタのためには、 コンポーネントの選択、そして RF 接続と RF 基準の選択が非常に重要である! これらの重要な問題についての細部全ては、 上の 7.3.1章でリストしたフィルタについての章を読んでいただきたい。
容量性の CM と DM のフィルタは、 それが抑制する導体が高インピーダンス共振を持つ時に特に効果的であり、 低インピーダンス共振を持つ時に特に非効果的である。
その導体が低インピーダンス共振を持つ時には、
貫通型フィルタでさえも外部導体からノイズ電流を逸らせるのに苦労し得る。
従って、ここで導体の共振を議論する必要がある。
コンバータが AC や DC の配電網から給電される時、 その入力ケーブルは網自身と同程度に長いことを覚えておくこと。 それはその網への接続に用いられるケーブルの長さだけではない。 従って、ほとんど全ての AC 主電源入力導体は 75m よりも長い。
全く同じ状況が、AC や DC の配電網に電力を供給する、 コンバータの AC や DC の出力に当て嵌まる ―― 実際の導体の長さはコンバータの網への接続に用いられるケーブルよりも遥かに長い。
[5] の 4.7章と 7.6章は、導体を共振しない整合伝送線路として設計する方法を示す。 共振は正しく終端されていない全ての伝送線路で生じるが、 コンバータの AC や DC の入力や AC や DC の出力を整合伝送線路として設計する人は (いるとしても) 少なく、従ってそれら全ては望まれない (そして助けにならない) 共振を生じる！
[4] の 3.2章や [5] の 2.5.2章は不整合がどのようにして共振を引き起こすかを示すが、 これが引き起こすインピーダンスの範囲を与えない。 実際、導体の共振は、下はその総レジスタンス (通常は数十 mΩ や数百 mΩ) から、 上はその漏洩レジスタンス (通常は数十 MΩ) までのインピーダンスを生じ得る。
例えば、パワー・コンバータの入力や出力に接続された、 それ自身は自由空間中にある典型的な真直な長さ 10m のケーブルは、 1000MHz (1GHz) を優に超えるところまで、 7.5、15、22.5、30、37.5、45、52.5、60、67.5、75、82.5、90、97.5、... MHz で、 交互に高インピーダンスと低インピーダンスの共振を起こすであろう。
ケーブルを曲げたり巻いたりすること、 あるいはそれを金属の近くや湿った土 (あるいは他の誘電体) の近く (あるいは中) に引くことは、 その共振を異なる周波数に「同調」させるであろう。 また、AC や DC の電源が他の機器と共有される配電網から給電される場合、 他の機器の接続や切り離し (例えば照明の点灯や消灯) は 電力ケーブルの共振を異なる周波数に同調させるであろう。
そして、電力導体が、DC と CM のノイズ電流ループでの、 その直列インダクタンスと並列キャパシタンスとの相互作用によるこれと別の共振 ――この場合はそれに接続された任意のフィルタ・コンデンサによって「同調」させられる―― を持ち得ることを忘れないこと。 今日の配電網には、 主にスイッチ・モード・パワー・コンバータの RF エミッションの低減のため、 大容量のコンデンサが接続されているので、 これらの共振は通常は 100kHz 程度までの範囲で生じる。
その結果は、入力や出力の導体が互いに、 そして近傍の金属構造 (他の導体を含む) や誘電体に対して固定された関係を持つのでない限り、 そして全ての電源、及び/もしくは負荷の構成と特性が固定されているのでない限り、 任意の周波数で高インピーダンスと低インピーダンスの共振が起きるものと 仮定すべきであるというものである。
残念ながら、コンバータの電磁エミッションが試験される時は、 標準化された AC や DC の電源インピーダンス、標準の長さと配置のケーブルを用い、 意図されたリアクティブな負荷 (例えばモータ、ソレノイド、デカップリング・コンデンサを持つ PCB など) を 抵抗性負荷で置き換えるかも知れない (DC 出力のコンバータではほぼ常にそうされる)。 従って、現実に生じ、おそらくは大きな問題を引き起こし得るであろう共振に対して 試験したという確信を得ることはできない。
プロジェクトの、そして財務的なリスクの低減のために、 より実際的なエミッション (そしてイミュニティ) 試験を行なう方法がある。 その一部 (例えば抵抗バンクの代わりに実際の負荷を用いる) は 標準的な試験法の中で用いることができるが、 他の方法の多くは標準的な試験からの逸脱を意味するであろう。
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| Figure 7.3-4: 誘導性 (チョーク) フィルタの例 |
チョークによるフィルタの大きな利点は、それが RF 基準を必要としないことである。 だが、以下で見るように、チョークによるフィルタだけでは 全周波数範囲で我々が必要とするノイズ抑制をほぼ決して与えないので、 7.3.4章で述べた容量性フィルタ ――CM ノイズの抑制のためには RF 基準を必要とする―― との組み合わせが必要となる。
Figure 7.3.4 は CM チョークを示し、それが DM と CM をフィルタすると言う。 理想的な CM チョークは CM 電流に対してのみインピーダンスを生じ、 DM インピーダンスは持たない。 だが、全ての実際の CM チョークは、 DM 電流に対するインピーダンスを生じる、いくらかの漏洩インダクタンスを持ち、 良く作られた巻線型 CM チョークではこれは典型的には CM インダクタンスの 1% となる。
RF パワー・チョークの製造業者の一部は、大きな DM インダクタンスを持つ CM チョーク、 時に CM+DM チョークと呼ばれるものを作っている。 その大きな利点は、スイッチ・モード・パワー・コンバータの入力でしばしばそうなるように CM と DM の双方のチョークが必要な時、コンポーネントを1つ (あるいは2つ) 節約できることである。
何らかの検出できる効果を得るためには、 チョークはノイズ源自身のインピーダンスを含むノイズ電流ループが見るものと 少なくとも同程度のインピーダンスを作らなければならない。
例えば、抑制すべきノイズ源とループのインピーダンスが 50Ω であれば、 20dB の抑制の達成のためには、チョークは抑制すべき全周波数範囲で 少なくとも 500Ω を作るために充分な自己インダクタンスを持たねばならない。
高レベルの抑制、及び/もしくは非常に高い周波数の抑制のためには、 チョークの入力から出力への浮遊容量がその効果を顕著に低下させ得る。 例えば、3pF に過ぎない入出力間浮遊容量が 100MHz で 530Ω のリアクタンスを持ち、 これはチョークの自己インダクタンスと並列に現れるので、 その自己リアクタンスがどれほど高いかにかかわらず、 チョークのインピーダンスをこれよりも低く制限するであろう。
([5] の 3.8章は、
ある周波数 (しばしば驚くほど低い) よりも上での RF 抑制の能力を制限する、
インダクタとチョークに関係する浮遊/規制インピーダンスについて述べる。
ピーク電流や動作温度のような他の制限もカバーされる。)
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| Figure 7.3-5: 様々な種類のインダクタ (チョーク) |
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| Figure 7.3-6: 代替の CM チョークの例 |
明らかに、コンポーネントの選択、そしてその金属構造の設計は、 RF におけるチョーク・フィルタのために非常に重要である。 これらの重要な問題についての細部全ては、 上の 7.3.1章でリストしたフィルタについての章を読んでいただきたい。 10MHz 程度以下での使用を意図したチョークは しばしば CM と DM のインダクタンスの値で規定されるが、 10MHz 程度以上での使用のためのチョークは CM と DM のデータをインピーダンス対周波数のグラフとして示す傾向がある。
導体共振は 7.3.3章で述べており、 その低インピーダンス共振は容量性フィルタでの困難を引き起こすが、 高インピーダンス共振はチョーク・フィルタでの困難を引き起こす。
また、実際のノイズ源は 10mΩ (あるいはそれ以下) から 10MΩ (あるいはそれ以上) のあいだの インピーダンスを持つかも知れない。 例えば、1MHz 以下では、整流器の主電源入力から放射される DM ノイズは 主に整流器の蓄積コンデンサのリップル電圧によって発生させられる。 DC 入力のコンバータの場合、それは DC 入力コンデンサ上のリップルである。
これらのリップル電圧は、それぞれ通常は数十 nH と数十 mΩ に過ぎない コンデンサの ESL と RSR と同等の非常に低いインピーダンスを持つ。 その結果は、AC や DC の電源入力の DM ノイズ源インピーダンスは、 通常は 100kHz で数十 mΩ 程度、 1MHz (あるいはそれ以上) で数百 mΩ 程度であるというものである。
他の極端では、絶縁型パワー・コンバータにおいては、 整流器の主電源入力が放射する CM ノイズは、 AC 整流器やオフ・ライン・スイッチング・デバイスと、 その金属のエンクロージャや他の近傍の金属構造とのあいだの浮遊容量から生じる。 これらの浮遊成分は、100pF ――これは 100kHz で 15kΩ、1MHz で 1.5kΩ の CM ノイズ源インピーダンスを生じるであろう―― ほどまで低いものであり得る。
このノイズ源インピーダンスの範囲は、 1MHz 以下の周波数における絶縁型パワー・コンバータ入力回路の例では、 DM ノイズ・エミッションに対しては通常はチョーク・フィルタが最も効果的であり、 CM ノイズ・エミッションに対しては通常は容量性フィルタが最も効果的であることを意味する。
Figure 7.3-5 と 7.3-6 は RF フィルタでのチョークの使用の別の方法の例を示し、
(望むらくは) 自己説明的である。
そうでないならば、知らせていただければ、将来の記事でそれについて説明するであろう。
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| Figure 7.3-7: 「アース・ライン・チョーク」を用いた容量性/誘導性複合フィルタの例 |
CM フィルタ・コンデンサが非常に低いインピーダンスの代替内部電流ループを達成しない、 あるいは外部導体が何らかの理由で低インピーダンスを生じる周波数においては、 このチョークはより多くのノイズ電流を フィルタ・コンデンサで作られる内部ループに逸らせることを助けるであろう。
「アース・ライン・チョーク」は単一回路 (すなわち不平衡) DM チョークであるが、 それは安全接地導体と直列となるので、 長い外部導体から安全接地導体を通して戻る CM ノイズの抑制を助けられる。 だが、コンバータが外部 CM ノイズ電流のリターン電流経路を多数持つ場合、 その安全接地導体へのアース・ライン・チョークの追加は 失望させられるほど哀れな結果を持つかも知れない。
外部 CM ノイズ電流ループのインピーダンスを上げる良い方法の１つは、 安全接地への全ての接続を取り除き、 (実質的に) 無限大の直列インピーダンスを作ることである。 勿論、我々がそうするのは、それが安全性を損なわない場合だけである！
技術者が安全接地電極が RF ノイズに対するある種の「無限のシンク」を作っていると仮定し、 従って RF ノイズ・エミッションがこのシンクにどうにかして吸い込まれることを期待して 外部安全接地網に製品を接続していた時に、私はしばしばこれを行ない、良い結果を得てきた。 勿論、7.2章が示すように、全ての電流 (浮遊ノイズ電流でさえも) は閉ループを流れ、 従って (この宇宙では) いかなる種類の電流のシンクを作ることも不可能である。 これを理解した上で、 私は安全接地接続を取り除いて CM エミッションを顕著に低減させることができ、 それが CM エミッションを悪化させることを予期していた設計者を驚かせた。
彼らが数週間、時には数ヶ月間取り組んできた EMC 問題を数分で解決する時には殊に、
このようにして人々を驚かせることができるのは気持ちの良いものである
だが、実際には、この記事を読んでいる全ての人が、
良い実際的な EMC 工学設計テクニックにキルヒホッフの法則がどのように関係するかを容易に学び、
EMC 適合の製品、機器、システム、そして設備の総生産コストを低減しながら
素晴らしい EMC (そして SI と PI) を速やかに得るために、
その物理法則を用いて作業することができる。
これについてより詳しくは、[4] (一般)、[32] (PCB について)、
あるいは [33] (システムや設備について) を参照されたい。
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| Figure 7.3-8: CM チョークを用いた容量性/誘導性複合フィルタの例 |
Figure 7.3-8 で、CM チョークの CM コンデンサと別の側に DM コンデンサが動かされていることに注意されたい。 これは実際の CM チョークが不可避的に与える DM インダクタンスが コンバータ内の DM ノイズ発生源にいくらかのインピーダンスを加えるようにである。 これらの DM 発生源が非常に低いインピーダンスを持つ場合 (1MHz 以下で通常そうであるように ―― 上述)、 この小さいが有意な追加の DM ノイズ・ループ・インピーダンスは、 DM コンデンサによって与えられる抑制を向上させる。
だが、1MHz 以下での高レベルの DM 抑制のためには、通常は、 DM ノイズ・ループのインピーダンスを CM チョークが行なえるよりも大きく増加させるために、 CM チョークとともに DM チョークを取り付ける必要がある。 その代わりに、必要とする CM と DM のインダクタンスやその他の特性に合うもの (その選択の範囲は大きくない) を見付けられるならば、 CM+DM チョークを用いても良いかも知れない。
Figure 7.3-7 と 7.3-8 の青と赤の線で図示したノイズ電流経路は、 容量性と誘導性のフィルタの使用の複合効果を示す。 既に述べたように、通常の安価なコンポーネント (例えば貫通型ではなくワイヤ接続型や PCB 実装型の) を用いる時、 いずれの方法もそれだけでは非常に高いレベルの抑制を達成できず、 それらの組み合わせによって通常はより高いレベルの抑制が達成される。
だが、DM と CM のノイズ電流の発生源での、そして外部入出力導体での共振の問題を考える時、 容量性と誘導性 (チョーク) のフィルタの組み合わせの大きな利点を見ることができる。 低インピーダンス共振 (例えば mΩ の) がある時、 容量性フィルタの効果は低いが、チョーク・フィルタの効果が高い。 そして、高インピーダンス共振 (例えば MΩ の) がある時、 チョーク・フィルタの効果は低いが、容量性フィルタの効果が高い。
従って、容量性と誘導性のフィルタの組み合わせは、
ノイズ源と導体の双方の不可避な共振にかかわらず、
広い周波数範囲にわたってエミッションを低減することを助ける。
Figure 7.3-7 と 7.3-8 に示した、「一段」フィルタと呼ばれる
単純な組み合わせフィルタで充分な抑制が得られない場合、
必要とする抑制を達成するために任意の数のフィルタをカスケード接続することができる。
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| Figure 7.3-9: 3段主電源フィルタの例 |
フィルタの段数を増やすことは、(それだけでは) より高いレベルのノイズ抑制を少ないコストで自ずと達成するわけではないことを 指摘しておく価値があるだろう。 貫通型コンデンサのような高性能で高コストのコンポーネントを用いたフィルタは、 「通常」の安価なコンポーネントを用いた多段のフィルタと同じ (あるいはより良い) 抑制を、 同じ (あるいはより低い) コストで達成し得る。
50/60Hz 電源での使用を意図した全ての主電源フィルタは、 パワー・コンバータの入力や出力で、 16 1/3 Hz や DC (但し「PWM DC」ではなく) でも同じ定格で使用できる。 それらは、60Hz を超える周波数、通常は 400Hz (例えば航空機の発電機) まで、 低下した定格で使用できるかも知れない。 必要な電源周波数でのフィルタの定格を規定できるかどうか、 供給者に尋ねると良いだろう。
だが、50/60Hz 主電源フィルタは全て、それが AC であれ「DC」であれ、
いかなるパルス幅変調 (PWM) 出力にも適さない。
この「スタンド・アローン」のシリーズのこの先の記事では、
良い EMC フィルタ設計プラクティスについてより詳細に掘り下げるであろう。
[5] "EMC Design Techniques for Electronic Engineers", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK Nov. 2010, ISBN: 978-0-9555118-4-4, from http://www.emcacademy.org/books.asp. Note: Chapter 2 of this book is identical to [4], so if you have [5] you don't need [4] as well. But [4] is much smaller and less costly than [5].
[12] "BOM cost and profitability",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 82, May 2009, pages 32-34,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
BOM コストと収益性
[13] "The EMC design of SMP (switch-mode power) and
PWM (pulse-width modulated) power converters",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 93, March 2011, pages 26-34,
available from http://www.theemcjournal.com
スイッチ・モード電源と PWM パワー・コンバータの EMC 設計
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from http://www.emcacademy.org/books.asp
[32] "Key knowledge for the efficient design of electronic products and their EMC - that we were never taught at university", Keith Armstrong, ANSYS Next Generation Signal Integrity and EMI Simulation Seminar, 23rd March, De Vere Milton Hill House, Oxford, download via http://www.ansys.com/en_uk/Downloads/SIUK, or direct from: http://www.ansys.com/staticassets/ANSYS%20UK/staticassets/Keith_Armstrong_Presentation_ANSYS_March_23%202011.pdf
[33] "Maxwell's equation, Quantum Electrodynamics, and good installation practices for SI, PI and EMC", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 91, November 2010, pages 32-46
[37] "EMC for Printed Circuit Boards - Basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK 2010, ISBN: 978-0-9555118-5-1, from http://www.emcacademy.org/books.asp (note, this is the same text as the 2007 edition, ISBN: 978-0-9555118-0-6 or 978-0-9555118-1-3, repackaged in a different style of book).
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50,
available from the archives at
http://www.theemcjournal.com
高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[64] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for HF isolating transformers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 95, July 2011,
available from the archives at
http://www.theemcjournal.com
高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計 ―― 高周波絶縁変圧器の設計テクニック
[65] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for LF (mains) rectifiers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 96, September 2011,
available from the archives at
http://www.theemcjournal.com
高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計 ―― LF (主電源) 整流器のための設計テクニック
[66] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for high frequency (HF) output rectifiers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 97, November 2011,
available from the archives at
http://www.theemcjournal.com
高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計 ―― 高周波 (HF) 出力整流器のための設計テクニック
[67] "The Consumer Electronics Boom - How Semiconductor and Consumer Electronics Companies Can Improve Cost, Time-to-Market, and Product Quality", by KPMG LLP's Information, Communication and Entertainment (ICE) Practice, 2008, http://www.kpmg.de/docs/20080701_The_Consumer_Electronics_Boom.pdf
[68] "Good EMC engineering practices in the design and construction of industrial cabinets", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase. (Applicable to any metal box that contains two or more electronic units interconnected by wires or cables, not just industrial cabinets, but also, for example: some domestic appliances; some IT and telecomm's equipment; and most road, rail, aerospace and marine vehicles.)
[69] "Good EMC engineering practices in the design and construction of fixed installation", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[70] "EMC for Systems and Installations", Tim Williams and Keith Armstrong, Newnes 2000, ISBN: 0-7506-4167-3, http://www.bh.com/newnes, RS Components part number: 377-6463
[71] "EMC for Product Designers, 4th Edition", Tim Williams, Newnes 2007, ISBN 0-7506-8170-5
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2012-02-29