[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計 ]
翻訳: T.Sato
このシリーズでは、以下のものを含む全ての応用を扱うつもりである： 消費者、家電、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍需、工業、発電と配電、製品内、システム、あるいは設備。 そして、勿論、ハイブリッド自動車や電気自動車、 電気推進／牽引、「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明、 そして太陽光、風力、海洋温度差、潮力発電などのための電力変換器) という、 現在の「ホットな話題」を忘れはしないであろう。
この「スタンド・アローン」の記事は、高周波 (HF) 絶縁変圧器に関係する回路設計の話題を扱う。
私は通常は、あなたが繰り返しで退屈させられないように、既に EMC Journal [14] で、 あるいはそれらの記事に基づく最近出版された本 [15] で公表された素材を繰り返さないであろう。 だが、適切な参照を示すであろう。
この記事のタイトルの主題に取り掛かる前に、 単に [23] を参照することで Cuk コンバータ・トポロジーを非常に簡単に述べた、 第2部 [42] の 2.2章に戻らなければならない。
[23] は非絶縁 Cuk トポロジーのみを述べた Wikipedia のページであり、 非常に広範囲の Dr Cuk の共振モード・コンバータ・トポロジーに対して公平ではない。 だが、[23] は私が下で [43] としてリストしたもの ――他の全ての DC/DC コンバータ・トポロジーをやっつけるために Cuk トポロジーを用いることがいかに容易であるかを示す、 ウェブサイト www.boostbuck.com 内のページ―― を参照することで部分的に自ら義務を果たしている。 私には www.boostbuck.com ウェブサイトの文章をコピーするよりもうまくはできない：
「このウェブサイトの目的は、 ブーストバック (Cuk) コンバータを容易に、また苦しまずに設計する方法を、 パワーエレクトロニクス技術者らに示すことである。 その動機は、この最適なトポロジーの 工業設計のパフォーマンスの改善のための一般的な使用を奨励することである。 そのために、この4つのコンバータのファミリの最適性が、 現在用いられている他の一般的なトポロジーの多くと比較して示される。 その中で、その設計プロセスを単純化するために、多数の非常に大雑把な一般化が行なわれる。 それらは順に正当化され、 技術者が一般的だが報われない設計アプローチを追いかけて費す多くの時間を節約する。」
Cuk コンバータ・トポロジーの強みの１つは、 ノイズのエミッションとリップル電圧を同時に低減しながら、 入力と出力のインダクタを１つの小さいコンポーネントにまとめることができ、 従ってフィルタと DC 蓄積コンデンサの大きさも低減できることだということも、 ここで言っておくべきであろう。
絶縁型 Cuk コンバータは、 入力からのノイズのエミッションと出力の電圧リップルも低減しながら、 3つの磁気コンポーネント全て ――入力と出力のインダクタ、及び絶縁変圧器―― を 単一の小さいコンポーネントにまとめられる。
ほとんどの人が Cuk トポロジーを使わない理由は 統合された磁気コンポーネントの設計での難しさにあるように思われるが、 www.boostbuck.com にはこれを容易な作業にすると主張するウェブページがある。
私に Cuk コンバータの話題を再び持ち出させ、ここでそれを讃えさせたものは、 Power Electronics Europe 誌 [44] の最新号の Dr Cuk 自身による記事である。
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| Figure 3A: Dr Cuk's の新しいコンバータ・トポロジー |
[44] は、そのようなコンバータ3つを三相 AC 電源で使用することが どのようにしてエネルギー蓄積／平滑コンデンサの必要性をなくし、 コストと質量をさらに節約させるかも述べる。 単相 AC 電源は不可避に脈動する AC 電力を持つ 50/60Hz 正弦波を与えるので、 全ての単相 AC/DC コンバータは 100Hz (あるいは米国やその他の「60Hz」地域では 120Hz) の 脈流 DC 電力 (全波整流された正弦波) を送る。 結果として、許容できるレベルの電圧リップルを持つ DC 出力を負荷に与えるために、 それらは多くのエネルギー蓄積、あるいは「平滑」を必要とする。
だが、三相主電源は実際には連続的な一定の AC 電力を与えるが、
三相ブリッジ整流器は、
それぞれの位相角が 120°ずれた個々の 100/120Hz 全波整流正弦波を加算する。
その結果は、充分に適当な、
だが 300/360Hz の半正弦波から成る相当のレベルの AC リップルを伴う DC 電圧である。
従って、負荷に許容できるレベルの電圧リップルを持つ DC 電圧を与えるためには、
所定の値のリップル電圧のためには
同じ負荷電力が単相主電源から供給された場合のように大きい必要はないものの、
ここでもエネルギー蓄積、あるいは「平滑」コンデンサが必要である
だが、[44] で述べられている三相 Cuk コンバータはブリッジ整流器を持たず、
エネルギー蓄積／平滑コンデンサを必要とせず、
従ってコスト、質量、そして大きさをさらに低減する。
一定の三相主電源電力が入り、一定の DC 電力が出る。
このアプローチの欠点は、
大きなエネルギー蓄積／平滑コンデンサによって与えられる「保持」エネルギーがないため、
三相商用電源の通常のディップ、欠落、そして不平衡が
DC 出力の電源品質を危うくし得ることかも知れない。
だが、三相電源が充分に高い品質を持つ場合
(例えば航空機のジェットエンジンの AC 110V 発電機のような専用発電機から給電される場合)、
これは重要ではないかも知れない。
私は、その効率の高さと寸法と質量の小ささのため、
Dr Cuk のコンバータがスペースシャトル (安らかに眠りたまえ) で使われていたことを知っており、
航空宇宙用途はエネルギー蓄積／平滑コンデンサを持たない
この新しい三相 AC/DC コンバータ・トポロジーの使用の良い応用であるかも知れない。
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| Figure 3B: AC/DC スイッチ・モード・パワー・コンバータの例 |
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| Figure 3C: スイッチ・モード・パワー・コンバータの例の
基本的な PCB レイアウト |
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| Figure 3D: スイッチ・モード・パワー・コンバータの例の
基本的な PCB アセンブリ |
Figure 3C は Figure 3B のコンバータの2層プリント基板 (PCB) レイアウトで用いる例を示し、 Figure 3D はこの例の完全な組み立てのスケッチを示す。
以下の章は、コスト、大きさ、質量、そして出荷までの時間の節約のために フィルタやシールドのような EMC 緩和手法への依存を最小限まで減らすことを目指し、 絶縁変圧器に関係する多数の良い EMC 設計と構成のプラクティスを述べる。
例えば「フライング・キャパシタ」法のような、 絶縁バリアを介して電力を伝達する、変圧器以外の手法がある。 だが、絶縁変圧器が最も普通に用いられている手法であり、他の方法はこの記事では述べられない。
低コストの変圧器設計／構築テクニックを適用してここでエミッションを数 dB 低減し、 他のものを適用することでさらに数 dB 低減し、とすることで、 短時間での、最低の総生産コストでのエミッションの相当の低減に、すぐに達する。 だが、これらの良い EMC 設計テクニック全てがプロジェクトの開始から考慮されない限り、 出荷までの時間の低減は達成されないであろう。
それらを全て行なわなければならないと言っているわけではなく、 全てを個別に考慮し、それを不適当とする所定の技術的制約がある場合にのみ それを使わないようにすべきであるということである。 そのような場合、代替手段を用いるべきである。 もしプロジェクトの最後まで EMC 設計が無視されたならば、 製品が EMC 試験に不合格となった時 (もしそうなったならば、ではなく) には、 通常はそのスケジュールは、原材料費 (BOM) の目標を忘れ、 コストを要するフィルタやシールドの「修正」を それらの組み合わせが最終的にそれを合格させるまで製品に押し込むほど、 絶望的なものとなるであろう。 世界の多くの EMC 技術者は、製品から製品へとこれを行なうためだけに雇われている。 だが、それに要する最終的なコストと時間は予測不能であり、 従って非常に著しい会計的リスクを呈する。
設計技術者と EMC 技術者が彼らのマネージャの会計語を学びさえすれば
(それは実際に非常に容易だが、工学的な課程ではない)、
プロジェクトの最初から良い EMC テクニックを用いて設計することが
会計上のリスクを顕著に低減するだろうことをすぐに説得できることであろう。
うまくいった例の1つは [5] の第1章にある。
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| Figure 3E: HF絶縁変圧器の浮遊巻線間容量
(CSTRAY) |
この CSTRAY は、一次スイッチャのノイズを、 DC 出力回路とその負荷に流れるコモン・モード (CM) ノイズとして DC 出力回路に注入する。 それは DC 出力の HF 整流器のスイッチング・ノイズを CM ノイズとして一次スイッチャ回路に注入もし、 それは電源リードと建物や車両の配電網に流れ込む。
このシリーズの前の方 ([42] の 2.5章) で既に述べたように、 全ての電流 ――浮遊電流を含む―― は常に閉ループを流れる。 この自然現象についてより詳しくは、[4]、あるいは [5] の第2章 (これは [4] の文章をコピーする) を参照されたい。
[45] と [46] は、任意の規模の、任意の／全ての種類の電子設計に対する、 この物理／自然法則の帰結を述べる (「接地」や「シャーシ」への接続が、 「接地」や「シャーシ」が電流に対するある種の無限のシンクであるかのように 望まれないノイズを消滅させたりはしないという事実を含めて)。
[4]、[45]、そして [46] は、 任意の電流ループが自ずと最小インピーダンスの経路を選び、 従って自ずと最もコンパクトなパターンの電界 (E) と磁界 (H) を作り、 自動的にある設計と物理構造で可能な 最良の EMC (エミッションとイミュニティについて) を与えることも示す。
この基礎的な EMC 原理を理解した時、浮遊 CM 電流を フィルタやシールドのようなコストを要する緩和テクニックを用いて抑制しようとする代わりに、 単に低インピーダンスの経路を作ることで、コストと時間を節約できる (そして我々の EMC の生活をより容易にできる) ことがわかる。
通常は任意の電流経路のインピーダンスの支配的な成分は 電流ループの面積に直接関係するそのインダクタンスであるので、 これらの低インピーダンスの経路は ノイズ発生源 (常に半導体デバイス) に対して非常に局所的でなければならない。
所望の差動モード (DM) 電流ループを小さく保つことは浮遊 CM 電流の発生を低減するので、 EMC の教科書やガイドは何年も前から「全ての電流ループを小さく保つ」効果を言ってきた。 ここでは、浮遊 CM 電界と磁界の拡がりを低減し、 それによってエミッションを低減してイミュニティを改善するため、 浮遊 CM 電流ループを小さく保つことも重要であることを知った。
実質的に、この重要なアプローチは、 ノイジーなスイッチャ回路と外部環境との結合が小さくなるように、 所望の、そして浮遊の電界と磁界の双方の形状と拡がりを管理する。
電流 (所望のであれ、浮遊であれ) が流れられる回路が複数ある場合、
通常はそのインピーダンスの逆数に従って自ずと分割されるであろう
―― 最低のインピーダンスのループは自然と他よりもより多くの電流を運ぶであろう。
従って、鍵となる EMC 設計テクニックは、どこに浮遊容量結合が生じるかを同定し、
それぞれの場合に、小さい面積で低いインピーダンスのローカルな電流ループを与えるものである。
さて、これらの基本的な原理を、
ハーフ・ブリッジ PWM チョッパの例の巻線間 CM ノイズに適用してみよう！
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| Figure 3F:
変圧器の CSTRAY を通って流れる CM 電流経路 |
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| Figure 3G: コンバータのアセンブリの周囲を流れる CM 電流ノイズ・ループの視覚化 |
これが実際に意味することは、 変圧器の CSTRAY を通って DC 回路を流れる一次スイッチャ・ノイズは 空間や製品の外側の他の導体を取ってループして戻り、 最終的にはほとんど電源リードを介して戻って伝導性エミッションとして測定されるということである。 これが、DC 出力回路と負荷のシールド、及び／もしくはフィルタが、 電源ケーブル上で測定される電導性ノイズをそばしば低減できる理由である。
外界のこれらの浮遊伝導／放射電流は、勿論、規制への適合のため、 パワー・コンバータの動作寿命にわたって該当する試験規格の限度線以下に保つ必要がある、 EMC 試験で測定される伝導性と放射性のエミッションである。 だが、そのパワー・コンバータを使用する製品の他の部分、 あるいは特に敏感な近傍の機器との実際の干渉の防止のために、 エミッションが規格の限度よりも遥かに低いことを確かとする必要があるかも知れない。 アナログの専門家向けオーディオ・ミキシング・デスクへの スイッチ・モード電源からの給電についての以下の私の物語は、ここで適切である。
DC 回路とその負荷のシールド、及び／もしくはフィルタが電源起因のノイズを低減できるということは、 全ての電流 ――浮遊ノイズのものであっても―― が閉ループを流れなければならないことを理解しない限り、 理解できないだろう。
これらの CM 電流は絶縁バリアを越えて注入されるので、 それらの電流ループは外部回路 (例えば電源、負荷) によって、 そして変圧器のいずれかの側の導体とコンポーネントのあいだの浮遊電界によって完成させられ、 全てが偶発的アンテナとして振る舞い、 外界への高レベルの伝導性と放射性のエミッションを発生する。
伝導性ノイズは電源入力ケーブルで直接測定されるため、 そしてケーブルの長さがそれらを放射電磁界を放射する非常に効率的な「偶発的アンテナ」とするため、 エミッションの発生の主な犯人はその入力と出力のケーブルである。 (任意の種類の導体に関係する不可避な「偶発的アンテナ」効果は、 [4] と [5] の 2章で詳細に述べられている。) 偶発的アンテナとして振る舞うコンポーネントからの放射性エミッションは、 空間 (すなわち浮遊容量) を介して電源ケーブルに電流を結合させ、 従って伝導性エミッションを増加させ得る。 これはスイッチング・デバイスの放熱器にとって特に問題であり、 設計上の適切な解決策は [42] の 2.5章で述べられている。 HF 変圧器の巻線間 CSTRAY を介した CM ノイズは、 浮遊巻線間容量はそのような周波数では高い信号源インピーダンスを呈するため、 10MHz 以下の周波数ではフィルタが難しい。
[5] の 5章が示すように、
それはノイズ信号源インピーダンスがその直列 CM インピーダンスよりもかなり低い時に最も良く働くので、
高いノイズ信号源インピーダンスにおいては、
直列 CM チョークの使用によって多くの減衰を達成することはできない。
そのノイズは CM であるので、そして発生源から電気的に絶縁されているので、
入力や出力の線間のコンデンサは効果を持たない (それは DM ノイズに対してのみ働く)。
入力や出力からシャーシや保護接地へのコンデンサは助けとなるかも知れないが、
新たな偶発的アンテナを加え、従ってそれが解決するよりも多くの問題を加えるかも知れない
(下の 4.9章を参照)。
覚えておくこと ―― 「接地」、「シャーシ」、あるいはその他の何者も、
ノイズ電流に対するある種の無限のシンクとして振る舞うことはできない。
CSTRAY の高いインピーダンスを通して流れるこれらの CM ノイズ電流は
一次と二次の回路のあいだに CM ノイズ電圧を生じ、
これは電圧帰還回路を誤動作させることがあり、
しばしば帰還信号経路に高 dV/dt 定格の光絶縁デバイス
(あるいはその他の電気的絶縁信号テクニック) の使用を必要とさせる。
スイッチング・サイクルの全ての瞬間で dV/dt と dI/dt を低く保ち、
理想的には「穏やか」なタイプの共振モード電力スイッチング・トポロジーを使用し
([42] の 2.2章、そして Cuk コンバータについての上の追加のコメントを参照)、
また後の「スタンド・アローン」の記事でカバーするであろう
より「穏やか」な HF 出力整流テクニックを使用し、
ノイズの発生を発生源で低減することが最良である。
伝導性や放射性のエミッションのさらなる抑制が必要であれば、
より高コストの通常の緩和手段 ――フィルタとシールド―― の適用の必要性を低減する
(なくしさえするかも知れない)、以下で述べるテクニックを適用することが最良である。
一次巻線の隣に巻かれ、 関係する一次回路の RF 基準 (その電源レールの一方) に接続された静電シールド (通常は幅広の銅箔) は、 それが取ることを「好む」より小さい面積を持つより局所的な電流ループを浮遊ノイズ電流に与えることで、 一次側の CM ノイズ電流の他方の巻線への注入を低減する。 [49] の Figure 38 は、一次シールドの構成に関するいくつかの詳細なガイダンスを与える。 そして、二次巻線の隣に巻かれ、 関係する二次回路の RF 基準 (通常はその 0V レール) に接続されたシールドは、 一次側 (そしてその他の任意の巻線) に注入される二次側の HF 整流器ノイズ CM 電流を低減し、 より小さい面積を持つより局所的な電流ループをその浮遊ノイズ電流に与えもする。 実際上のヒント： それが短絡ターンとして振る舞わないように、 そのようなシールド全てを分割すること！ 我々はそれに静電界 (すなわち CSTRAY) ――変圧作用を生じる磁界ではなく―― をシールドさせたいだけである。
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| Figure 3H: 一次巻線のシールドの例 |
巻線間シールドは一次 - 二次間漏洩インダクタンスを増やす傾向があり、 従ってスイッチング波形のオーバーシュートとリンギングの問題を増加させて より多くのスナビング ([42] の 2.4章を参照) を必要とさせ得る。 この余分なスナビングが変換効率を幾分低下させる可能性もある。 また、もし変圧器がシールドなしで設計されていたならばそれを追加する余地はないかも知れず、 大きなコア寸法が必要となるかも知れない。 プロジェクトの後のステージでこれに気付くことは、その大きな変圧器を納めるための PCB と機構的ハウジングのあらゆる種類の大幅な再設計を引き起こし得るので、 最初は2つかそれ以上の巻線間シールドを含むプロトタイプの絶縁変圧器で設計することは 常に良い考えである。
結局シールドは必要ないとわかったならば、それは接続しないままとし、 あるいは量産品からは取り除くことができる。 もしシールドをなくすことでコアを小さくできるならば、 これは次に製品が変更される時のコスト低減の変更とできる。
巻線間シールドの追加の際、 より大きなコア寸法を使用しなければならないであろうもう１つの理由は、 シールドが変圧器の熱特性に悪影響を持ち得る ――巻線がその絶縁定格に対して熱くなり過ぎるかも知れない―― ことである。
追加の単層巻線を巻線間シールドとして使用することが可能で、 それが金属箔よりも良くシールドすると言われたことがある。 だが、私にはこのタイプの巻線間シールドでの経験はまだなく、 そのような「シールド・コイル」の直列インダクタンスが 高い周波数での効果を制限するのではなかろうかと思っている。
「平面」変圧器は、新たなシールドは単に追加の PCB レイヤを必要とするだけであるので、
プロジェクトの後の段階で、
大幅な再設計の重大な問題を引き起こすことなしに任意の数のシールドを容易に追加できる。
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| Figure 3J: パワー・コンバータ内での平面絶縁変圧器の使用の例 |
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| Figure 3K: 電気自動車の主電源充電器のための平面絶縁変圧器の二次巻線の例 |
より良い抑制のためには、2つかそれ以上の巻線間シールドを追加し、 容量的に注入された様々な浮遊電流を最小の面積の、 従って最小のインピーダンスの経路を介して戻すために、 それらのシールドを正しい回路ノードに接続する。
私は、完全にアナログの専門家用オーディオ・ミキシング・コンソールの 駆動のために市販のスイッチ・モード AC/DC 電源を使用した (私が知る限り) 最初の者であり、 それは 1981年のことであった。 そのアナログ・オーディオ回路は当時我々が作り方を知っていた最も静かなものであったが、 音楽、テレビ、そして映画スタジオのために 我々が作った巨大なカスタム・メイドの非常に高価なミキシング・デスク全てが、 非常に運が良ければ 50% の効率を達成する 非常に大きくて重いリニア電源 (例えば ±18V 100A の) のラックを必要とするほど、 その中点付き DC 電源のノイズに非常に敏感であった。
同じ出力定格のスイッチ・モード・パワー・コンバータは 遥かに小型で、軽量で、効率的で、そして安価であったが、 電源入力、及び／もしくは出力にどのようなフィルタを取り付けてであっても、 それが我々のミキサの非常に高い信号対雑音比を完全に台無しにしない方法を 見付けられた者はいなかった。
だが、1981年、(記憶が確かであれば、 Advance Ltd から) 「低雑音」スイッチング電源を借り、 それは、DC 側への若干のフィルタの追加で、全く完璧であった！ そこで、我々は代わりにそれを使用した。 どのようにしてそのように静かにしたのかと彼らに尋ねた時、 その安全絶縁変圧器は、それぞれが回路の異なる部分に接続された、 5つ (!) の巻線間シールドを持つと言われた。 当時、EMC エミッション規格への適合の必要はなかったが、そうしていたならば、 その「静か」なスイッチ・モード・パワー・コンバータが 他のどのものよりも遥かに低いエミッションを持つことに気付いたことだろう。 従って、プロトタイプで巻線間シールドを追加することを恥じるべきではない。 それはフィルタやシールドよりも安上がりで少ない場所を占め、 エミッション試験への合格のために不要だとわかったならば後でいつでも取り除ける。 変圧器のコアもその巻線に対する CSTRAY を持ち、 スイッチ・モード磁気コンポーネントの中で用いられているタイプのフェライトは導電性であるので、 変圧器コアは浮遊容量性ノイズ電流の影響を受け、 それは「フローティング」となっているので RF 基準に対して高いインピーダンスを持ち、 製品のエミッションに加わる電界を放射するであろう。
これは放熱器のエミッション ([42] の 2.5章を参照) と同様の問題であり、同様の解決策がある：
変圧器コアを適切な電源レールに接続する (全ての安全上の論点を考慮して)、
あるいはコアの周囲にシールドを巻いてその代わりに電源レールに接続する。
(前と同様、短絡ターンを生じないように金属箔シールドを分離すること！)
重要な安全上の注意： 一次と二次のあいだに接続されるコンデンサは常に安全クリティカルである！ 下の 4.6章を参照。
浮遊 CM 電流は、Figure 3F と 3G で視覚化しようとしたように、 様々なコンポーネントとケーブル、そしてそれらの電界から利用可能なより大きな電流ループよりも、 このコンデンサとその低インピーダンス電流ループを通って流れることを「好む」。
勿論、完璧なものはなく、浮遊電流のための 0Ω電流経路を本当に作ることは決してできないので、 Figure 3F と 3G に示したより大きなループを流れ、 伝導、及び／もしくは放射エミッションとして測定される幾分の浮遊 CM 電流が常にある。
例えば、一次巻線間シールドを用いる時、 一次から二次へと結合する幾分の CSTRAY ノイズが依然としてあるであろうから、 一次 - 二次間コンデンサを付けることは第2の低インピーダンス・ループを与え、 (高インピーダンスの) 外部ループを流れる浮遊電流をさらに低減する。
変圧器を介して流れる CSTRAY ノイズは通常は高い信号源インピーダンスを持つので (巻線間容量の値の小ささのため)、 小さい値の一次 - 二次間コンデンサがフィルタとして非常に効果的となる ([5] の 5章を参照)。
また、一次 - 二次間コンデンサの低いインピーダンスは、 依然としてより大きなループを頑固に流れる 残りの CSTRAY ノイズの信号源インピーダンスを下げ、 直列接続された CM チョーク・フィルタの使用による電源入力、 及び/もしくは DC 出力導体上でのより良い抑制を可能とするという利点を持つ。
非常に大きい絶縁変圧器 (例えば MW 定格の) は大きな値の CSTRAY を持つが、 MW 定格のコンバータはより低い周波数とより低い dV/dt でスイッチするので、 その CSTRAY ノイズ源インピーダンスは依然として高い。 非常に高い周波数のコンバータ (Analog Devices の「isoPower」デバイスのような ―― 4.5章を参照) は非常に小さい値の CSTRAY を持つ非常に小さい絶縁変圧器を用いるので、 その非常に高い周波数での動作にかかわらず、 CSTRAY ノイズの信号源インピーダンスは依然として高い。
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| Figure 3L: 一次回路から二次回路へのコンデンサの追加の例
(巻線間シールドも示す) |
これらのテクニックが、それらが測定されるエミッションに顕著に寄与しないように、 ほとんど全ての CSTRAY ノイズがローカルに流れることを どのようにして確かとするかを視覚化しようとする、いくつかの曲がった矢印がある。 太い赤と青の矢印は CSTRAY ノイズ電流の大半が巻線間シールドを通って流れることを示そうとし、 破線の赤と青の矢印はシールドによる捕獲を逃れようとするノイズ電流のほとんどが 一次 - 二次間コンデンサを介して迂回して発生源に戻ることを示そうとする。
穏やかな共振モード・スイッチング・トポロジを使わないならば、 そして絶縁変圧器を用いるならば、Figure 3L に示すように、少なくとも2つの巻線間シールド、 そして一次 - 二次間コンデンサを使えるようにすることが、賢明なことである。
エミッションを試験する時、シールドの一方とコンデンサのみ、あるいはコンデンサのみ、 あるいは1つかそれ以上のシールドのみが必要であることがわかるかも知れない ―― だが、その備えをしていたので、 コストを要するフィルタやシールドと数日から数週間のあいだ取っ組み合いをすることで プロジェクトを遅らせることはない。
時には、この「スタンド・アローン」のシリーズで述べる良い EMC 設計テクニックを、 電源フィルタの必要性を完全になくすために使うことが可能である。 だが、何らかの電源フィルタが必要となることの方が多そうであり、 その場合、これらの良い EMC プラクティスの使用はその複雑さ、寸法、質量、 そしてコストを節約するであろうし、設計をより容易にもするであろう。
スイッチング波形の立ち上がり／立ち下がり時間が 10ns 程度よりも小さくない限り、
これらの良い EMC 設計プラクティスはシールドを完全に不要とできるかも知れない。
だが、隣接するレイヤの銅のプレーンの面を重ね合わせることで、 PCB レイヤ構造内に容易に「埋め込みコンデンサ」を作ることができる。 それは 100MHz を大きく超える周波数で低インピーダンスの電流ループを与えるのに効果的な 低い直列インダクタンスを持つ。
ノイズのループ面積を可能な限り小さく (従って可能な限り低いインピーダンスを) 保つために、 重なり合ったプレーンの面は、CM ノイズ・エミッションに 低いインピーダンスの局所的な電流ループを与えるべき半導体の下に、 そしてそれと対称に配置すべきである。
これまでは、典型的なパワー・コンバータのスイッチング速度 (そして結果的な高調波 ―― [42] の Figure 2A を参照) のため、 100MHz 以上の CM ノイズ・エミッションに対処しなくても良いことも多かった。 だが、低電力絶縁型 DC/DC コンバータの一部は非常に高い周波数で動作し、 その周波数で高レベルの巻線間 CSTRAY エミッションを持つ ―― そして、私は最近、30MHz 以上の周波数でスイッチする 200W AC/DC コンバータを設計しようとしている大学の研究者に会っている。
Analog Devices の「isoPower」 ADuM5xxx 製品ファミリは、 スイッチャを 180〜300MHz で動作させることで 4kV 絶縁バリアを介して 1W 近い電力を伝送できる、 超小型絶縁型 DC/DC コンバータの例である。
それは最小のレベルの高調波を持つ正弦波の電圧と電流を発生する 共振モード・トポロジーを使っているようである。 そのような高いスイッチング周波数での CSTRAY エミッションに対する 充分に低インピーダンスの局所的な電流ループを満足に与えられるほど低い 直列インダクタンス (4.7章参照) を持つディスクリートのコンデンサはなく、 [50] は PCB で埋め込みコンデンサを作ることを推奨する。
一般的な PCB 材の FR4 は 1MHz から 1GHz のあいだで公称約 4.3 の比誘電率 (εr) を持ち、 これは銅のプレーンの重なり合った面のあいだに、 d を重なり合ったプレーンの誘電体のミリメートルでの間隔として、 平方メートル当たり約 35/d nF の Coverlap を作ることを意味する。
何らかの顕著な利益を与えるノイズ電流ループのためには、 通常は 1Ω 以下 (さらに低ければさらに良いだろう) の総ループ・インピーダンスが必要である。 180MHz で 1Ω のために必要なのは 1nF 弱であり、 2つの銅のプレーンの面のあいだの 0.3mm の FR4 レイヤの 10cm 角の重なりで 1nF を作ることができる。
[37] の 5.3.15章はより大きな埋め込みコンデンサを達成するためのテクニックを述べる。
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| Figure 3M:
100MHz 以上での CSTRAY の制御のための埋め込み PCB コンデンサの作成 |
そのような PCB 構造からの過剰な伝導性や放射性のエミッションの発生の経験は普通であり、 これが Figure 3M が 0V プレーン分割の全周にばらまかれた ディスクリートのコンデンサの列を示す理由である。
管理すべき最大の周波数における波長 (λ) の 1/10 以下の間隔でこれらのコンデンサを配置することは、 EMC の大きな問題を引き起こし得る共振の防止を助ける。 (PCB や電子製品設計のその他の側面における望まれない共振の防止のための 「λ/10 以下の間隔」のアプローチの使用についてより詳しくは、[5] と [37] を参照されたい。)
Figure 3M は、それを電気的に絶縁された 0V プレーンに接続するために、 埋め込まれたプレーン面の一辺の全長でビア・ホールの列が用いられているのを示す。 ビア・ホールは長さ 1mm 当たり 1nH 程度の割合のインダクタンスを持つので、 我々が用いている長さ 0.3mm のビア・ホールは 0.3nH 程度のインダクタンスを持ち、 これは 180MHz では 0.34Ω 程度のインピーダンスを持つ。 この直列インピーダンスは CSTRAY CM ノイズ電流のために我々が作ろうとしている 1Ω 以下のループ・インピーダンスに顕著に加わるので、Figure 3M は、 この浮遊直列インダクタンスを 180MHz で 0.1Ω 以下に低減するための、 埋め込まれたプレーン面の一辺に沿って均等に配置された4つの並列のビアの使用を示す。
1GHz 以上の周波数については、Figure 3M に示すように並列に接続された
4つの長さ 0.3mm のビア・ホールは 0.85Ω となるだろう。
明らかに、疑いなく近い将来そうしなければならくなるであろうように、
もしそのような高い周波数の CSTRAY 電流のための
局所的なループを設けたいというのであれば、より賢明にならなければならないだろう。
(よく用いられる安全規格の一部は： IEC/EN 60950、IEC/EN 61010、そして IEC/EN 60335。 医用デバイスは患者接続機器については漏洩電流を 10μA に制限し得る IEC/EN 60601-1 を用い、 いかなる一次 - 二次間コンデンサの使用も、 あるいは保護接地への Y 定格主電源フィルタの接続もほとんど不可能とする。) 私は常に、いかなる安全クリティカルな用途 (上の 4.4章で述べた一次 - 二次間コンデンサのような) で使用するコンデンサも、 SEMKO、DEMKO、NEMKO、UL、VDE、BSI、TUV などの 第三者安全認証機関で認証されたタイプのみを使うように推奨する。
だが、結果的ないかなる安全上の欠陥についても、 コンポーネントを製品に組み込む製造業者が法的な責任を全面的に負うことになるので、 これに関して供給者の言葉を鵜呑みにすることは充分ではない。 「誠実な購入」は法的な防衛ではない。 従って、全ての安全クリティカルなコンデンサの安全認証書をベンダから入手し、 そのコンデンサが最終製品の安全適合のために必要な正しい定格を持つことを 慎重に確認すべきである。
コンデンサ上に、その定格とともに VDE (あるいはその他の安全認証機関) のロゴが印刷されているのを見るのは珍しくない ―― 議論のため、「230V AC, Class Y1」と仮定しよう。
だが、そのロゴの存在を、安全認証機関が実際にそのコンデンサを 「230V AC, Class Y1」として認証したものと仮定すべきではない。
コンデンサの製造業者はその部品を 230V AC Class Y1 定格としているかも知れないが、 コンポーネント上にそのロゴが堂々と印刷されている安全認証機関は、 それを 120V AC Class Y2、あるいはそれよりも低いものとして認証しているだけかも知れない。
私は、そのロゴはその錫メッキされたリードの品質に対して与えられただけの、 VDE ロゴが表示された Class Y 安全コンデンサのことさえ聞いたことがある。
第三者安全認証文書を偽造するコンデンサ製造業者があることが知られているので、 私はコンデンサ供給者から入手した安全認証書が有効であることを その証明書に名前のある第三者安全認証機関に確認することも推奨する。
私がこれを行なった時、安全認証機関の要員が非常に助けになり親切であることにいつも気付いたが、 私は、これは彼らが偽造を取り締まって彼らの良い評判を保護することを助けるので、 驚くことではないと思う。
任意の／全ての安全クリティカルな部品、特に安全絶縁変圧器自身に関して、 同様の予防策が推奨される。
全ての安全認証書全体を、何らかの「使用条件」がないか慎重に読むことも推奨する。 私は、故障条件下で 12インチの長さの火炎を吹き出し得るので、 最終製品での使用の際には防火エンクロージャで囲まなければならないという 簡潔な言明が認証書に含まれている、 アメリカで認証されたアメリカ製の主電源モジュールを見たことがある。
実際には誰もその認証文書を読まなかった。 それは単に供給者から入手され、 そのユニットは UL 認証を受けているので完璧に安全であるに違いないと仮定され、 ファイルに仕舞い込まれた。 結果として、その電源モジュールはその製造業者の製品内で防火エンクロージャ全くなしに用いられ、 その製品の低電圧指令への適合を宣言して CE マーキングを付けた時には気付かれていなかった 深刻な火災の危険を生じた。
埋め込み PCB コンデンサ (4.5章参照) が安全定格の電気的絶縁バリアを横切って用いられる場合、 該当する安全規格は、そのコンデンサが充分に安全であることを確かとするために従うべき 「沿面距離と空間距離」の規則を与えるであろう。 プレートのあいだの絶縁材については、(全てでないとすれば) ほとんどの安全規格は、 単にそれが「強化絶縁」に対する耐電圧試験に合格することを求める。 これは通常は 50Hz か 60Hz で 3kV、あるいは DC で 4.25kV を１分間印加し、 顕著な電流が流れないことを確認する。
FR4 が乾燥している時は 1mm 当たり 40kV 程度に耐え [51]、 従って 0.3mm 厚のものはその強化絶縁試験電圧を容易に扱える筈である。 だが、FR4 はその環境の湿度と温度に依存して水分を吸収する傾向があり、 これはそれを導電性とさせ得るし、 高電圧 (例えば 50V 以上) の存在下では PCB 内でマイグレーション ――導電性金属塩の樹枝状の成長―― を引き起こす。
不適切な PCB レイアウトは感電や火災の危険を実に容易にもたらし得るので、 安全規格は主電源の部分での PCB の表面でのトラッキングに対処するために良く用いられている。 だが、安全規格全ては内部トラッキングの可能性を無視しているので、 埋め込み安全クリティカル・コンデンサを持つ PCB は、 それが故障しないことを確認するために、 強化絶縁試験電圧を埋め込みコンデンサに継続的に印加しながらの、 PCB の最大の吸湿をもたらす最大の湿度と温度での加速寿命試験に曝すことを推奨する。
空気は FR4 よりも遥かに低い降伏電圧を持ち、 (例えば) 0.3mm の間隔では 340V 程度で弧絡するであろう。 従って、埋め込み安全クリティカル・コンデンサを持つ基板内で用いられている PCB 絶縁材が 「ボイドなし」であることを確かとすることが重要である ―― 購買や品質管理の部門が対処すべき事項である。
だが、設計に関係する問題もある ―― PCB の過熱は剥離、及び／もしくは炭化を生じさせ、PCB 内にボイドを生じさせ、 かつ／もしくはそれを少し湿った絶縁材から非常に良い導電体へと変化させ得る。 従って、安全クリティカルな埋め込みコンデンサ全てが、予期される最も熱い環境においても、 製品の寿命中の絶縁材の何らかの損傷を引き起こし得る熱源に曝されないことを 確かとすることが重要である。
従って、PCB トレース、リードやワイヤ、あるいはバスバーのいずれであれ、 全てのシールドとコンデンサの接続を現実的な範囲で短く保つことが重要である。
巻線間シールドの反対側 (短絡ターンの形成を避けるため、それら双方は変圧器コアの同じ側にあるべきであるが) の2つの接続を並列に用いてシールド接続のインダクタンスを低減することが 助けとなるかも知れない
全ての電気／電子構造は、浮遊インダクタンスと相互作用する浮遊容量に伴う共振を持つ (これは低周波での視点であり、より詳しくは [4] の 3章や [5] の 2.5章を参照されたい)。 「直列共振モード」は、ループ面積にかかわらず、 直列抵抗 (往々にして数 mΩ に過ぎない) まで低下する電流ループ・インピーダンスを与える。 「並列共振モード」は、非常に高い、おそらくは数十 kΩ の電流ループ・インピーダンスを与える。
従って、望ましいループをノイズ電流がより流れやすくなるように 回路の直列共振を「チューン」する、 かつ／もしくは望ましくない経路をノイズ電流がより流れにくくなるように 並列共振をチューンすることが可能となり得る。
例えば、もし巻線間容量によって引き起こされる CM CSTRAY ノイズ電流が 1つのエミッション周波数のみを限度線を超えさせるのであれば、 その正確なエミッション周波数でその電流ループと直列共振する 一次 - 二次間コンデンサの追加はその周波数で最大の効果を持つであろうが、 おそらく他の周波数では効果は低くなるであろう。
後日の小さい設計変更がそれを完全に役立たずにし得るので、 私は通常は「共振チューニング」EMC テクニックを推奨しない。 もし変更が元の「チューニング作業者」によって行なわれる (そしてその人が設計を「チューン」したことを覚えている！) のでないならば、 そのような小さい変更がエミッションをそれほど大きく増加させたことに不快な驚きを感じ得る。
多くの製造業者は「小さい」変更 (例えばコンポーネントの置き換え) をした時に EMC 試験をやり直す手間をかけないので、それが干渉を引き起こし、 あるいは充分に信頼できる働きをしないことから製品のロット全てが保障のもとで返品された時、 ひどく厄介なことになり得る。 私が記事や本でしばしば指摘してきたように、我々が EMC 工学を実践し、 EMC 規格に従う本当の理由は、会計上のリスクを管理するためである。 対照的に、EU 内で法的に要求される EMC 指令への適合は、全く二次的な問題である。
我々は通常は、ワイヤやケーブルが長くなれば、 あるいはそれが囲むループ面積が大きくなれば増加するインピーダンスを持つと考えるが、 浮遊容量か伝送線路効果のいずれかによってそれが共振する時、 非常に低い、殊によると 1Ω 以下のインピーダンスを持ち得る。
従って、建物や車両の配電や保護接地のネットワークは 特定の共振周波数で非常に低いインピーダンスを持ち、 事実上我々のコンバータのノイズ電流を 我々がその CM ノイズのために作った局所的なループから「吸い出し」、 それらの周波数で測定されたエミッションを増加させ得る。
これは電源フィルタの設計における大きな問題であり、 時には、建物や車両の接地構造へのノイズの「吸い出し」の防止を助けるため、 「アース・ライン・チョーク」、 及び／もしくは 50/60Hz 絶縁主電源変圧器を取り付けることが必要となる。
従って、マネージャが望むであろうように、良い費用効果で、タイムリーに、 そしてリスクの低い形で良い EMC 特性を達成するためには、 全ての「偶発的」な共振を管理下に置くことが非常に重要である。
設計に際してそれを効果的に管理するのに充分に詳しく共振を理解することは この記事の範囲を超えるが、これは [4]、[5]、そして [37] でカバーされている。
人々が電気的ノイズの無限のシンクを意味するために用いているかも知れない どの他の単語についても、そのようなものは存在し得ない。
ノイジーな CM 電流を運ぶ部分 (スイッチング・デバイスの放熱器、巻線間シールド、 フェライト変圧器コアなどのような) を保護接地 (安全接地) に接続することは、 そのノイズ電流があらゆる種類の追加の経路を流れられるようにするだけであり、 そのほとんど／全てがエミッションを増加させるであろう。
だが、高価な高性能のフィルタやシールドが用いられる場合、 それは内部で発生したノイズ電流をその発生源に非常に効果的に戻すように設計できる ―― 電流ループを製品のシールド・エンクロージャ内で完結させ、エミッション試験に合格させる。
これまで、非常に多くのスイッチ・モード・パワー・コンバータ (あるいはそれを用いた製品) が、 そのような「力ずく」の EMC 緩和テクニックを用いて作られてきた。 典型的には、それらは BOM コストに、そして製品の体積と質量に 25% 程度を加え、 設計のスケジュールに 50% から 100% を加え得る。
そのような力ずくの EMC 緩和が行なわれたフィルタされてシールドされた構成を用いる時、 全てのノイズ電流に製品のエンクロージャ内の閉ループを与えるために その内部接地構造をうまく用いることができる。
残念ながら、これが「接地」自身が EMC に対する魔術的な利益を与えるという神話の強化を助けてきた。 そうではない。
軍や政府のプロジェクトは納税者の金を使い、 従って (その結果の大きな寸法や質量が問題を引き起こす場合を除いて) 依然として力ずくの EMC 緩和テクニックを使う傾向がある。 だが、他の我々は費用と時間に関してより効率的とならなければならず、 これがこの記事で安全接地や保護接地 (あるいはシャーシ、フレーム、その他何であれ) に接続された導電性構造でノイズ電流ループを閉じることを示唆しなかった理由である。
高性能で、大きく、高価で、重いフィルタ (全てのシールドなしケーブル上の)、 そしてエンクロージャとフィルタなしケーブルのシールドなしでは、 ノイズ電流ループの一部としての製品内の接地導体の使用は ノイズ電流が製品外に逃げ出して広範囲に流れることを促進し、 エミッションを増加させる。
それは常に実際的とはいえないので、「接地」、「シャーシ」、「フレーム」などを 決して低インピーダンス局所ノイズ電流ループの一部として使ってはならないと 言っているわけではない。
私が言っているのは、 「接地」、「シャーシ」、「フレーム」などを浮遊ノイズ電流ループの一部として用いる時、 製品のフィルタやシールドに必要な性能を増加させ、 従ってそのコスト、寸法、質量、そして それをエミッションの制御のために設計する上での困難を増加させる傾向があるということである。
それらは、一次スイッチング電流の dI/dt を低減し、 スイッチング・ノイズの高調波電流を低減するため、 一次漏洩インダクタンスは高いべきであると告げる。 そのマイナス面 ―― スイッチ・オフ時のフライバック電圧が増加し、 これはスナバや過電圧保護回路で熱として放散させられなければならない。 一次巻線の低い巻線間容量は、 スイッチング・トランジスタのターン・オンでのより小さい電流スパイクと、 その共振回路内のより小さい蓄積エネルギーをもたらす。 これは巻線間の距離を増やすことで達成できる。
動作のそれぞれのサイクルでそのエア・ギャップと変圧器コアを効率的に消磁するため、 二次漏洩インダクタンスは低くなければならず、コアとの相互インダクタンスは高くなければならない。
巻線間容量 CSTRAY は浮遊高周波漏洩電流を引き起こし (4.2章参照)、 これは例えば一次と二次の巻線をさらに離して CSTRAY の値を減少させることで低減できる。 だが、これはそれらの相互インダクタンスを減少させ、漏洩インダクタンスを増加させるので、 磁界エミッションを増加させ、かつ／もしくは共振／リンギング周波数に影響するかも知れない。
だが、CM CSTRAY 電流は、 より静かな (すなわちより低い dV/dt の) 回路ノードへの接続に「近い」層が 他の巻線、及び／もしくはコアに最も近い巻線の層となるように多層巻線を構成することで、 CSTRAY の値を減少させることなしに低減させられる。
例えば、Figure 3L で、ハーフ・ブリッジ一次スイッチャのコンデンサ側は スイッチされる側よりも相当低い dV/dt を持ち、 従って、もしその一次巻線が2つ以上の層を持つならば、 (二次側に流れる浮遊 CM 電流を低減することが目的であれば) コンデンサに接続される層は変圧器の「層の重なり」の中で二次巻線に最も近いものとすべきである。
そうではなく、もしコアに流れる浮遊 CM 電流を低減することが目的であれば、 一次側のその層はコアに最も近いものとすべきである。
変圧器の共振周波数でのエミッションの増加を避けるためには、 その基本共振周波数がスイッチャの任意の2つのエミッション周波数 (スイッチング周波数とその高調波) のあいだに入るように設計することが可能である。
この変圧器共振設計トリックは特定のエミッションを 20dB 以上低減させる 巧妙で賢明な方法となり得るが、全ての「チューニング」テクニックと同様、 しばしば EMC のために重要でない小さい設計変更と考えられたものに起因する、 将来の特定のエミッション周波数での予想外に大きな増加 (20dB 以上) を被りやすい。
中央の足にのみエア・ギャップを持つ磁芯 (従って、「C コア」タイプではなく) を使うことが、特に重要である。 この構造では、そのエア・ギャップからの漏洩磁束はその磁芯の外側の足である程度までシールドされ、 環状のタイプ (例えばポット・コア) は矩形のコア (例えばHコア・タイプ) よりも良いシールドを与える。
変圧器全体の外側の幅広の銅テープの短絡ターン (すなわち完全なループ) も エア・ギャップからの漏洩磁界エミッションの低減を助ける。 この「浮遊磁界バンド」を変圧器のフェライト・コアのそれぞれの半分に 電気的に接続することも助けとなるかも知れない。 エア・ギャップに対するこの浮遊磁界バンドの向きも重要かも知れない。
[5] "EMC Design Techniques for Electronic Engineers", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK Nov. 2010, ISBN: 978-0-9555118-4-4, from www.emcacademy.org/books.asp.
[13] "The EMC design of SMP (switch-mode power) and PWM (pulse-width modulated) power converters",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 93, March 2011, pages 26-34,
available from www.theemcjournal.com
(和訳: スイッチ・モード電源と PWM パワー・コンバータの EMC 設計, 佐藤 訳)
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from www.emcacademy.org/books.asp
[23] "Cuk converter", http://en.wikipedia.org/wiki/%C4%86uk_converter
[37] "EMC for Printed Circuit Boards - Basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK 2010, ISBN: 978-0-9555118-5-1, from www.emcacademy.org/books.asp (note, this is the same text as the 2007 edition, ISBN: 978-0-9555118-0-6 or 978-0-9555118-1-3, repackaged in a different style of book).
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50,
available from the archives at www.theemcjournal.com
(和訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計, 佐藤 訳)
[43] "Easy Design of the Boostbuck Family of Converters", http://www.boostbuck.com/PhilosophyofDesign.html
[44] "98% Efficient Single-Stage AC/.DC Converter Topologies", Slobodan Cuk, Power Electronics Europe, Issue 4 2011, pp 16-23, http://www.power-mag.com
[45] "Maxwell's Equations, Quantum Electrodynamics, and Good Installation Practices for SI, PI and EMC", Keith Armstrong, The EMC Journal Issue 91, November 2010, pp 32-46, available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[46] "Key Knowledge for the Efficient Design of Electronic Products and Their EMC - That We Were Never Taught at University", Keith Armstrong, ANSYS seminar Next Generation Signal Integrity and EMI Simulation held at the De Vere Milton Hill House, Oxford, UK, on March 23, 2011: download: http://www.ansys.com/staticassets/ANSYS%20UK/staticassets/Keith_Armstrong_Presentation_ANSYS_March_23%202011.pdf
[47] "EMC for Product Designers, Fourth Edition", Tim Williams, Newnes 2007, ISBN 0-7506-8710-5, available from www.newnespress.com, various electronic component distributors and http://www.emcacademy.org/books.asp
[48] "Introduction to Electromagnetic Compatibility, Second Edition", Clayton R. Paul, John Wiley & Sons, Inc., 2006, ISBN: 978-0-471-75500-5
[49] "TOPSwitch Power Supply Design Techniques for EMI & Safety", Power Integrations Application Note AN-15, download via: http://www.powerint.com/en/design-support/application-notes
[50] "Recommendations for Control of Radiated Emissions with isoPower Devices", Mark Cantrell, Analog Devices, Application Note AN-0971
[51] "A Survey and Tutorial of Dielectric Materials used in the Manufacture of Printed Circuit Boards", Lee W. Ritchey, for publication in November 1999 issue of Circuitree magazine, http://www.speedingedge.com/PDF-Files/tutorial.pdf
[52] "Decreasing of Conducted Emissions with Transformer Design", M. Martinjak and L. Filipic, EMC Europe Symposium 2004, Eindhoven, The Netherlands, Sep 6-10 2004, pp 639-644
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2011-09-17