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高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計

翻訳: T.Sato

このシリーズでは、以下のものを含む全ての応用を扱うつもりである： 消費者、家電、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍需、工業、発電と配電、製品内、システム、あるいは設備。 そして、勿論、ハイブリッド自動車や電気自動車、 電気推進／牽引、「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明、 そして太陽光、風力、海洋温度差、潮力発電などのための電力変換器) という、 現在の「ホットな話題」を忘れはしないであろう。

[13] では、単相のコンバータの様々な「構成要素」を示す、 いくつもの一般的なトピックといくつもの一般的な図を示した。 これらの構成要素から、三相入出力 (あるいは他の任意の相数) のための コンバータを作り出すことができる。

この記事は、高周波パワー「スイッチャ」 (DC 出力のための) や 「チョッパ」 (パルス幅変調 (PWM) の AC や DC の出力のための) 自身に関係する 回路設計の話題を扱う。 この後の「スタンド・アローン」の記事は、入出力整流器、 変圧器や蓄積／減結合コンデンサのようなコンポーネント、PCB レイアウト、配線、 そしてシールドやフィルタのような EMI 緩和手段を扱うであろう。

私は通常は、あなたが繰り返しで退屈させられないように、既に EMC Journal [14] で、 あるいはそれらの記事に基づく最近出版された本 [15] で公表された素材を繰り返さないであろう。 だが、適切な参照を示すであろう。

2 高周波 (HF) 「スイッチャ」の EMC 設計

この第2章は HF スイッチャのみを扱う。

2.1 電磁エミッションと熱損失の妥協

Figure 2A: スイッチング・エッジが早くなるとより多くの RF ノイズが作られる

また、ある点を越えると、「より鋭い」スイッチング・エッジは、 デバイスに損傷を与え、熱損失を増加させ得る電圧オーバーシュートの高さを増加させるので、 熱効率を低下させる。 オーバーシュートの高さをスナバで低減することは スナバの熱損失でデバイス内の熱損失を置き換えることになる。

従って早すぎるスイッチング・エッジは熱効率のために悪くなり得るし、 EMC のためには確実に悪く、 しばしば EMI フィルタリング、及び／もしくはシールドの増加を必要とさせる。

従って、総合的な費用効果と効率は、単に最小のものを用いるというのではなく、 最良の立ち上がり／立ち下がり時間を見付けるという問題である、

Figure 2B: 費用効果と効率： 最良の立ち上がり／立ち下がり時間を見付ける

Figure 2B が示そうとしているように、必要なある種のトレードオフがある。

私は、単にスイッチング EFT のゲートに小さい値 (100Ω まで) の金属皮膜抵抗を追加することで、 新製品のマーケティングを止めていたいくつかの EMI 問題を解決してきた。 EFT はそれほど熱くはならず、問題のエミッションは全て消え去った。

ある事例では、177MHz での過剰な放射ノイズが、製品の金属構造の共振を励起している、 非常に小さい DC/DC コンバータの 177次高調波によって引き起こされていることがわかった。 近接プローブと携帯型スペクトラム・アナライザ (後述) によって数分のあいだに同定し、 ゲートの配線を切って直列抵抗を半田付けすることで数分後に修正した。

これは DC/DC コンバータ「モジュール」内蔵の パワー・スイッチング・デバイスを使わない良い理由である。 モジュールの購入は経済的に分別があることのように見えるかも知れず、 空間と組み立て時間を節約するが、モジュールが必要以上に早くスイッチするならば、 EMC 要求に適合させる唯一の方法は ほとんど同じ大きさ、重さ、そしてコストのフィルタを追加することかも知れない。 費用効果が良くなりそうにはない。

私は、温度の制御のために数十アンペアのバッテリー電流を 10Hz 前後のパルス周波数で可変幅でスイッチングする自動車用のシート・ヒーターで、 まさにこの問題を見たことがある。 シート・ヒーターのようなアイテムからのバッテリー電流の戻りのために シャーシを用いるという自動車製造業者のひどいやり方のため、 自動車のラジオは PWM パワー・コントローラがスイッチングする度に大きなクリック音を出し、 シート・ヒーターの電源が入っているあいだ楽しげに唸り続けた。

費用の節約のため、そのシート・ヒーター・コントローラのサプライヤは パッケージ化された電力制御モジュールを用いていて パワー・デバイスのスイッチング速度を下げる方法はなく、 その高調波 (そのパルス・レートのため 10Hz ごとの間隔となる) は FM ラジオ周波数帯全体に拡がり、FM でさえもそのノイズの除去のためには充分ではなかった。

唯一の選択肢はスイッチング速度を制御できる回路 (10Hz でのスイッチングでは、100μs の立ち上がり／立ち下がり時間でさえも放熱器を必要としないだろう) の使用であったが、 それは他の選択肢 ――フィルタの取り付け―― と同程度だけコストを上げることだろう。 ヒーター素子への給電にツイスト・ペア線を使用するのも有効だったであろうが、 それは車両製造業者が許可しなかった。

勿論、それは通常の状況であった ―― 販売員は、EMC を考慮することなく、 そのシート・ヒーター・コントローラの販売を 安価なモジュールの使用をベースとして自動車メーカーと交渉しており、 プロジェクトの最後に向かい、納入期日が目前となると、 自動車メーカーの EMC 仕様 (契約の一部) に適合させるための唯一の方法は、 総合的な損失を生じるであろう相当のコストを加えることであることに気付いた。 (販売員は、通常、収益ではなく注文の金額に応じてボーナスを支払われるので、 そのようなミスを気にしない。 彼らが取った契約による収益に対してボーナスを支払おうとすることで 販売員に収益性を気にさせようとした企業を知っている。 彼らは全員退職した。)

電圧と電流の測定に関する重要な注意

決して、オシロスコープへの安全接地接続を外して、 あるいはバッテリー電源のオシロスコープを使用して、通常のプローブを使用しない。

オシロスコープのシャーシは主電源電圧となるであろうが、これは非常に危険である。 私は、安全接地を外した人が思慮深く危険警告ラベルを付けていたにもかかわらず、 この方法で用いられていたオシロスコープから幾分の不快な電撃を受けたことがある。

そのような「フローティング」のオシロスコープを使用したとしても、 プローブの遮蔽の非常に高い静電容量が測定された波形を歪ませる傾向を持つであろうし、 存在しない問題を追いかければプロジェクトの大幅な遅延が引き起こされ得る。

従って、主電源給電のコンバータの作業を行なう際、安全上の理由のため、 常にピーク・サージ過電圧と測定したい最大の周波数に対する定格を持つ 高耐圧絶縁差動プローブを使用し、必要なピーク・サージ電圧において、 用途に応じて規定されている IEC/EN 61010 の該当するパートの要求全てに 本当に適合していることを確認する。

勿論、主電源から給電される回路を安全に測定するために特に売られている 手持ち型のバッテリー電源の製品があり、 その一部はオシロスコープの機能も提供する。 これらは独立した高圧差動プローブの使用を必要としないが、 それとともに供給された絶縁型プローブとともにのみ使用しなければならない。

それらは税関職員に法的に関係するだけであり、工学的な価値を持たないので、 CE マーキングと EU 適合宣言書は何も証明しないことに注意されたい。 そして、あなたが購入したものが充分に安全であることに あなたの生命が賭かっている時には、「誠実な取り引き」は悪い冗談である。 購入するモデルそのものの、 例えば TUV、BSI、Semko のような第三者安全評価機関からの 良好な安全アセスメントを見ることが、 そしてそれが偽造でないことを発行機関に確認することが強く推奨される。 そして、偽造の計測器やプローブの購入を避けるために必要な全ての注意を払うことが重要である。

2.2 回路トポロジーと設計

これは通常は次のような風変わりな名前を持つトポロジー (回路設計スキーム) の使用を意味する： 共振モード [17][18]、準共振モード [19]、 シングル・エンド一次インダクタンス・コンバータ (SEPIC) [20]、 ゼロ電流スイッチング (ZCS) [21]、ゼロ電圧スイッチング (ZVS) [22]、 Cuk [23]、クリティカル・コンダクション・モードなど。

それは私の好みの範囲を外れるであろうから、 多数の様々な回路トポロジーを説明しようとはしないが、 ZVS を「連続伝導モード」 (CCM) と組み合わせた共振トポロジーが 通常は最低のエミッションを持つであろうことを知っている。

だが、多相／インターリーブの設計においては、 「境界伝導モード」 (BCM) がいくつかの利点を持つかも知れない。 [24] と [25] は、力率補償ブースト・コンバータ (下の 2.10章を参照) について そうであると主張しており、それは他のコンバータの応用についても真であるかも知れない。

スイッチャ・トポロジーについての 非常に多数のアプリケーション・ノート、雑誌の記事、そして会議論文があり、 その多くは熱効率に焦点を当てている。 だが、その一部 (例えば [26], [26a]) は EMI も扱う。 従って、私にできる最良のことは、あなたの現在のプロジェクトのニーズに最適な、 エミッションも低減するトポロジーを見付けるために、 いくらかの調査を行なうように示唆することである。 Fairchild Semiconductors と Unitrode (今は Texas Instruments の一部となっている) からのアプリケーション・ノートは、[28] とともに、良い出発点である。

パルス・スキッピングや「Hiccup モード」型の回路は高いエミッションを持つ傾向があり、 これは軽負荷や待機状態のパワー・コンバータが 通常動作時よりも遥かに高レベルのエミッションを生じ得ることを意味し得る。 [26a] は関係する話題の一部を議論する。

これは、数年前、ある EMC 試験所がテレビを試験していて、 テレビ番組を表示している時にはエミッション仕様に適合したが、 待機状態の時にはひどい不合格となった時に明るみに出された。 問題は、ほとんどの製品の EMC 試験規格が 「通常の動作をしている時」に試験をするように言明していることであるが、 テレビにとって「通常」とは何だろうか？ 大抵、我々はテレビの通常動作はテレビ番組を表示している時であると考えるが、 実際にはほとんどのテレビはほとんどの時間を待機状態で過ごすので、 待機状態が「通常動作」なのではないだろうか？ ともあれ、ほとんどの規格が、 CISPR 22:2006 からの「EUT の動作条件は、 予期される最大のレベルのエミッションに関係する典型的な使用に従って、 製造業者が規定しなければならない」のような表現を用いるように改訂されている (あるいはそうなるであろう) ものと理解している。

だが、我々技術者がそもそも EMC を気にする本当の理由は、 良くない EMC イミュニティを持つ製品は現実世界で非常に信頼できる動作をせず、 高いエミッションを持つ製品は我々の顧客の機器に干渉して彼らを悩ませる傾向があることである。 従って、財務敵な成功の達成を助けるためには、 コンバータの全ての動作モードを EMC のために設計して試験する。

もし、何らかの理由のために良性のコンバータ・トポロジーを使わないと決め、 その代わりに (例えば) フライバック型の降圧コンバータや昇圧コンバータを使うことを選んだならば、 我々が知る必要があること全てを語っているように見える (だが通常はそうではない) アプリケーション・ノートがあり、 dI/dt を制限するための小さいソフト・フェライトのチョークの追加 [29]、 及び／もしくは dV/dt を制限するためのダンピング抵抗と直列の小さいコンデンサ (例えば 100pF) の追加 (「スナバ」と呼ばれ、後で議論する) によって、 これらの非常にノイジーな回路からのエミッションの低減を試みることができる。

より洗練されたアプローチのひとつは、 それが充分に速やかに、だがそのような高レベルのエミッションを生じないように、 パワー FET や IGBT のゲート駆動回路の設計に「ゲート・チャージ」モデルを用いることである。 このアプローチは、International Rectifier のアプリケーション・ノート #944 [30] で、 C_DG (パワー FET) や C_GC (IGBT) からの 「ミラー効果」を考慮して述べられている。

一部の製造業者は、ミラー効果にあまり影響されず、 従って同じ立ち上がり／立ち下がり時間で他のデバイスよりも「きれい」にスイッチし、 より低いエミッションを生じるパワー・スイッチング・デバイス、例えば [31] を提供している。

回路シミュレータは、特にコンポーネントや相互接続のシミュレーション・モデルが、 浮遊「内部」抵抗、キャパシタンス、そしてインダクタンスを 一次近似としてのみであっても考慮するならば、波形の「汚い」点を見付ける良い方法である。

私は、1980年台中期に、150W DC/AC スイッチ・モード・コンバータの設計を助けるために Marconi Instruments の高価な回路シミュレータを購入し、 それがレール電圧一杯 (150V ピーク - ピーク) まで振動するスイッチング波形を それぞれのスイッチング・エッジで示した時に放棄したことを良く覚えている。 我々は単にそのシミュレータは「ごみ」の出力を出していると考え、 これは我々がそれに費した金額、そしてそれを使用するためのトレーニングからすると、 失望させるものであった。 我々のスイッチャが、1度だけスイッチすべきところを7回スイッチするのに気付くのは、 その設計と6ヶ月のあいだ格闘した後のことであった。

我々は、この悪い挙動を引き起こしていたのは その浮遊回路要素 (しばしば「隠れた回路」と呼ばれる) であることを見付け、 シミュレータは完全に正しかったことに気付いた！ もしその出力を信じるだけの知識があれば、6ヶ月の作業を節約できたことだろう！

2.3 パルス幅と EMC

その結果は状態の変化を指示された時に トランジスタが完全にオンやオフとならないというものであり、 これは EMI の過剰なエミッションを引き起こし得る。 それはデバイスの加熱を予期されたものよりも大きくする 大きなクロス・コンダクション電流も引き起こし、 フィールドでの不信頼性と保証コストの増大をもたらし得る。

だが、それが引き起こす高レベルのエミッションは 制御ループが非常に狭いパルス幅を指示する状況との相関を持つため、 その問題の同定は容易である。

2.4 スナビング

Figure 2C: 一次、及び／もしくは二次回路のスナビング

Figure 2C は一般的な共振問題の例を示す。

破線の囲みは絶縁変圧器の巻線 (一次や二次) の理想化された一次モデルを示し、 これは、理想化された変圧器インピーダンス (Z; 他方の反射インピーダンスを巻線比の平方倍したもの) を、 巻線の漏洩インダクタンスと巻線間キャパシタンス (巻線内のワイヤの巻きの間のキャパシタンス) と 直列にしたものを含む。

明らかに、理想的ではない巻線のこの近似は非常に雑なものであるが、 漏洩インダクタンスと巻線間キャパシタンスが並列となることを明らかにする ―― そして、(幼い頃に学んだように)、 L と C の並列はその共振周波数において非常に高いインピーダンスを持つ。

Figure 2A が示すように、スイッチされた電流は広い周波数スペクトラムを持ち、 この LC 並列共振の近くにあるスペクトラム成分は 他の成分よりも遥かに高いインピーダンスを見ることになり、 従って遥かに高い電圧を生じるであろう。 ビンゴ! ―― それぞれのスイッチング・エッジの電圧オーバーシュートとリンギング。

スイッチング波形のエッジの後の望ましくないリンギングを、例えば 16.5MHz で見る時、 それは 16.5MHz で過大なエミッションを持つであろうことを告げる。 そこまでは単純な話である。

実際の設計では、状況は通常は遥かに複雑であり、 2つかそれ以上のリンギング周波数が存在し、設計内の2つかそれ以上の共振を示す。

スナバの目的は、そのような高い電圧を生じないように、 問題の共振周波数の近くの電流に代替の低インピーダンスの経路を与えることである。 これはしばしば「制動」と呼ばれ、それは損失を与える機構であり、 従ってある程度の熱損失を処理しなければならない。

Figure 2C は、絶縁型コンバータの例の並列共振の制動のために用いられる RC スナバの取り付けの望ましい場所を示す。 スナバは、一次スイッチング・デバイスの早いエッジと蓄積エネルギーによって「励起」される 一次巻線共振を制動するために、一次側で用いられる。 それは、二次整流器の早いエッジと蓄積エネルギーによって「励起」される 二次巻線共振を制動するために、二次側でも用いられるかも知れない。

シリコン・カーバイド (SiC) ショットキー整流器は高価であるが、 通常の PN 接合型整流器と異なり、蓄積エネルギーを全く持たず、 従って、通常はスナバを必要とせず、 EMI フィルタリングも容易で安上がりなものとし得ることから、しばしば総コストを節約し得る。 また、ある種のパワー・スイッチング・デバイスはより小さい出力電荷を持ち、 より少ない問題を引き起こす。 (整流器については改めてより詳細にカバーするつもりである。)

スイッチング・デバイスについては、熱効率を維持する良いアプローチは、 コンポーネント、回路、及び PCB／配線レイアウトを、 回路の共振周波数を高くするように慎重に選択あるいは設計することである。 これは、共振が、スイッチング動作からの高調波 ([13] の Figure 8 を参照) が より少ないエネルギーを持つところで起きるようにするためである そして、スナバでその共振を「制動」する。

抵抗 - コンデンサ (RC) スナバは設計が容易であるが、損失が大きい。

時に、整流器、シリコン・アバランシェ・ダイオード (SAD)、 あるいは金属酸化物バリスタ (MOV) のような能動デバイスが、 オーバーシュートやアンダーシュートのエネルギーの一部を取り戻すために、 スナバ回路の中で、あるいはその代わりに用いられる。 それらは RC スナバよりも高い熱効率を可能とするものの、 おそらくはエミッションのそのような良い抑制を与えないであろう。

スナビングやエネルギー回収に用いられるいかなるデバイスも、 非常に低インダクタンスのタイプ (決して巻線ではなく！) のもので、 パワー・スイッチング・デバイスのスイッチされる端子のあいだ ――スイッチング・エッジが最も早く、従って最大の周波数の高調波がほとんどのエネルギーを持つ箇所―― に直に取り付けられるべきである。

スナバは電力を扱わなければならず、強力なコンバータにおいては、 制動する代わりにリンギング周波数を単に「戻す」インダクタンスを加えることなしに スナブする電力を扱える抵抗を見付けるのが問題となり得る。

2.5 放熱器からのエミッション

私は、それだけで伝導エミッションを 150kHz において伝導限度を 50dB 超過させた TO-220 放熱タブを見たことがある。 それに追加の放熱器を接続することは、状況を悪くするだけである。

安全接地やシャーシは電気的ノイズに対するシンクではないので、 安全接地や「シャーシ」への放熱器の接続は CM 過渡電流をそれに注入させ、 それをノイジーにしてしばしば EMC 試験に不合格とさせる。

電子設計者は、「0V」、「接地」、 あるいは「シャーシ」が電気的ノイズに対するシンクであるとしばしば仮定しており、 私の現実の干渉問題の対策の仕事の中で、 PCB 配線をシャーシのねじ止めの箇所に、あるいは 緑／黄の絶縁のワイヤ (あるいは編組ストラップ) を安全接地端子台や近傍の水道管に引いたので、 全ての RF ノイズは全てとにかく「流れ去る」筈だと仮定する人々にしばしば出会ってきた。

だが、我々の宇宙はそのようには動かない。 明白な事実は、物理の法則 (実際には、量子電磁力学に支えられたマクスウェルの法則) は、 全ての電流 ――「浮遊」や CM ノイズ電流を含む―― が閉ループを流れるということである。 これまで、この法則の例外はない (少なくともこの宇宙においては)。

電流が流れるループは、RF (例えば数十 kHz 以上) においては、 (浮遊容量や浮遊インダクタンスを介して) 放熱器の絶縁シートや空気のような誘電体を通る経路を、 導体を通る経路と同じほど容易に含む。

そのような電流ループ全ては電磁的アンテナであり、 我々は自分の SMP や PWM の回路が過剰な RF ノイズを放射することを望んでいないので、 我々はそれを「偶発的アンテナ」と呼ぶ。 その物理的寸法がその共振を引き起こす点までは、電流ループが大きくなれば、 それが引き起こす放射性、及び／もしくは伝導性エミッションのレベルは高くなる。

良い知らせは、これらの同じ物理の法則が、 どのような種類の電流も全て、より低いエネルギーの経路 ――これは最小インピーダンスの経路 (通常はより小さい寸法のループ) である―― を流れるのを「好む」ことを意味することである。

我々の宇宙が実際にどのように働くかのこの単純な観察は、 放熱器に容量性結合した浮遊電流からのエミッションの低減のために我々がする必要があることは、 関係する最大の周波数まで低いインピーダンスを維持する、 浮遊電流のための小さいローカルなループ (あるいは複数のループ) を設けることであることを示す。

これらのループは、0V、接地、シャーシ、フレーム、保護導体、安全接地、 スター・ポイント、V_CC、12V DC、230V AC、 その他の名前を我々が付けた導体を相当含むかも知れないが、 伝搬する電磁波 (どの周波数であっても、これが電流ループの正体である) にとっては 我々が導体に付けた名前は無関係であり、関係する唯一のものは、その電流ループ (既に言ったように、放熱シートや空気のような誘電体を含み得る) のインピーダンスの中でそれが演じるパートである。

その偶発的アンテナ効果を最小限とするための、 浮遊やその他の望まれないノイズ電流のための小さい、従って局所的な経路の設計の原理は、 電子製品のシグナル・インテグリティ (SI) と EMC の双方のための 費用効果の良い設計のために決定的である。 そして、放熱器についてだけではない！ これは、偶発的 RF エミッションを発生源で低減することが、 EMI 緩和テクニック (例えばフィルタやシールド) を用いるよりも ほとんど常に容易で、手早く、そして遥かにコストを要さないためである。 緩和策は大抵はプロジェクトの最後の EMC 試験に不合格となって出荷期限を超えている時に投入されるので、 特にそうである。

この原理についてより詳しくは [32] を、 システムや設備へのその適用については [33] を参照されたい。 さらに詳しい情報は [4] や [5] の第2章を、 そしてマクスウェルの方程式の踏み込んだ分析については [34] の第2章を読んでほしい。

私は放熱器のための EMC 設計テクニックを [35] で詳細に述べており、 これは [5] の第13章でもカバーされているので、ここでは繰り返さない。

組み立ての複雑さとコストを抑えるために 放熱器をシールドを組み合わせられることに気付くことは重要であり、 適切なテクニックは [35] で (そして [5] の第13章で) 述べられている。

[35] と [5] の第13章の双方は銅の放熱プレーンを放熱器として用いるテクニックを述べ、 これは浮遊放熱器電流のための低インピーダンス電流リターン経路も作る。 プレーンに「8オンス」あるいは「12オンス」の銅までのより厚い銅のメッキを用いることが、 そして一部の PCB 製造業者は PCB の積層の中に金属のシートや板を張り合わせられることが 述べられている。

もし張り合わされたシートや板が銅や黄銅であれば、一部の PCB 製造業者は、 回路に非常に低い電気抵抗と非常に低い熱抵抗の双方を持つ基準面を与えるために、 それをビア・ホールのバレルの銅メッキと接続できる。

勿論、低い電気抵抗は大電流を扱わなければならないパワー・コンバータで非常に有用であり、 ケーブル・シールドを両端で接続することで引き起こされる ([36] を参照)、 時に「グランド・ループ」電流と呼ばれる システム的な循環電流からの干渉の低減のためにも非常に有用である。

この「スタンド・アローン」のシリーズの他の記事は、 埋め込みのワイヤや埋め込みのバスバーを持つ PCB のような 先進的な電気的解決策を述べるであろうが、 この章の文脈では、そのような厚い金属板の低い熱抵抗の方に関心がある。

PCB の厚い金属板は放熱器として使用されることでデバイスからの熱の放散を助け、 それをより冷たく保ち、かつ／もしくは 基板実装型のコンポーネントにより多くの電力を消費させられるようにし、 それによって総生産コストを低減させる。

Figure 2D: PCB と金属の放熱板との複合

その厚い金属の板やプレーンを PCB よりも大きくすることは 熱をより大きな放熱器や「冷たい壁」に伝えられるようにし、 基板上のより大きな電力を放散させられるようにし、 物理的な組み立てのための便利な手段も提供し、コストをさらに節約させる。 Figure 2D はこれを示そうとし、 [35] の Figure 3 や [5] の Figure 13C と見比べるべきである。

私は保証コストを含む「総生産コスト」の論点を述べており、 これは製造業者の財務的健全性や持続的存在のために実際に重要であるが、 BOM コスト (材料費) はほとんど決して問題ではない。 だが、総生産コストへの影響にかかわらずに最低の BOM コストを達成する ――これは高過ぎる割合の製品が保証のもとで返品された時、 企業の喪失を含む非常に深刻な影響を持ち得る―― ようにマネージャに脅されている電子設計者と、毎年のように話をしている。

私の記事の常連の読者は、低い BOM コストという現在の自己破壊的な強迫観念は 特別な幻想であることを知ることであろう ([11] と [12] を参照)。

興味深いことに、[5] と [37] の素材をカバーする、 自らのブランドを作り出そうとしている中国企業の上級職に対する 中国での最近の一連のトレーニングで、 最低の BOM コストは財務的成功に寄与するところはなく、 問題となるのは総生産コストであると話したところ、 全員がそれが明らかなことであったかのように同意した ―― 当然だ！

放熱器と EMC に戻ると、銅で完全に埋められた「差し込み」ビアを、 PCB プレーンやボードの反対側の放熱器への大幅に改善された熱伝導性のために 用いることが可能である。

銅で埋められたビアは、半田ペーストがビアに吸い込まれて コンポーネントのドライ・ジョイントを引き起こすのも止め、 ルーティングのスペースを多く節約する「パッド内ビア」レイアウトを可能とし、 積層内により少ないレイヤを使うことを可能とすることで、 ボール・グリッド・アレー (BGA) で設計する時に助けとなり得るし、 BGA の電源バスのインピーダンスを低減もし、従って EMC のために良い。

2008年5月には、銅で埋められたビアのサービスを提供する PCB 製造業者が UK に 18社あり、 その少なくとも1つは埋められていないビアのボードよりも 10% 程度高いボード価格で 小量生産を行なうであろう。

銅で埋められたビアでの重要な点は、 半田ペーストがその上に印刷された時に気泡をトラップしないよう、 その表面が平坦でなければならないことである。 リフロー半田付けに際して、そのような気泡は膨張を、そして破裂さえも生じ、 しばしば弱いジョイント、あるいはドライ・ジョイントを生じる。

手で半田付けされるであろう試作の THP ボードは、 それを埋め込むコストの節約のため、代わりに高温半田で埋めることができる。

2.6 自己発振の防止

パワー FET の最初の発明者の一人である Siliconix の Ed Oxner が 1980年台中期に UK の Stevenage で行なったプレゼンテーションを良く覚えている。 TO-3 メタル・カン (覚えているだろうか？) に入れられた初期のダイのいくつかで実験している時、 (電流取扱い能力を増すために) 隣り合わせにした TO-3 カン (FET のドレイン) 2つを短い銅のバーで接続して並列にした。 DC 電源の一方の端子はバーの中点に接続された。

そのパワー FET はひどく熱くなったが、Ed は彼が 1GHz オシロスコープで その回路の周囲で測定した波形でこの原因を見付けることができなかった。 だが、彼は常にオシロスコープのプローブを DC 電源が FET のドレインに接続されているバスバーの中点に接続して測定を行なっていた。

その問題に何日か取り組んだ後で、 彼は偶然プローブで TO-3 カンのひとつに触れ、 すぐに 1GHz 近くのピーク - ピークで数百ボルトを見た。 それぞれの TO-3 カンに1つの2つのプローブを用いて、 それら双方が同じ波形を、だが逆相で持つのを見た！ 短い銅のバスバーは並列にされたパワー FET を 1GHz 近くで発振させるのに充分なインダクタンスを持っていたが、 バーの中点はシーソーの真ん中のように電圧を全く持たなかった。 勿論、GHz 近くで発振できるほど素早くスイッチできる高電流半導体を それまで見たことがなかったのでこれは大きな衝撃であり、 それらは量産バージョンではなく非常に初期の試作品であって 「より良い」 (すなわちより早い) スイッチング特性を持つことが予期されることを思い出した。

いずれにしろ、この歴史の断片の要点は、パワー FET は発振して自分を料理することを好み、 ほとんどの SMP や PWM の開発ラボが持つのは 300MHz 程度まで測定できるオシロスコープであるので、 設計者は自己発振が過剰な発熱や良くない熱効率の原因であることに気付けないかも知れない ということである。

従って、例えば 1kW までの電力で作業するコンバータの設計者は、1GHz よりも かなり上まで測定できるオシロスコープとプロービング・システムを持つ必要がある。 例えば 100W までの低電圧パワー FET で作業するコンバータ設計者は、 自己発振が隠れたままとならないことを確かとするために、 適切なプロービング・テクニックとともに、 おそらくは少なくとも 6GHz のオシロスコープとプロービング・システムを必要とするであろう。

1GHz でのオシロスコープ・プロービングでは 長いプローブ「アース・リード」と鰐口クリップを使用することはできず、 GHz 以上のオシロスコープとプローブは高価であるので (高電圧絶縁と差動が必要であれば特に！)、より容易なテクニックは 小さいシールドなしの近接プローブとスペクトラム・アナライザを使うことであるかも知れない。

Figure 2E: 低電圧定格の自家製の近接プローブの2つの例

シールドなし磁界ループ・プローブは、 それが 50Ω ケーブルの端の直径 10mm の短絡ターンであれば、 GHz の電流と電圧を検出するであろう。

これらは低電圧の回路のために充分な程度に絶縁されているだけであるが、 Figure 2E は私が 1990年から非常に多数の現実の問題を解決するために使ってきた シールドなしループ・プローブの写真である。

私は、絶縁されていないプローブをライブな回路 ――数ボルトに過ぎない―― に誤って触れて、 2台の (有り難いことに、安価な) スペクトラム・アナライザの入力段ミキサを焼いたことがある。 従って、全ての近接プローブはスリーブや封入によって絶縁されていなければならず、 主電源で給電される回路での安全のためには、その絶縁は それぞれがそのピーク・サージ電圧に耐える少なくとも2つの独立した層を持つべきである。 IEC/EN 61010 が該当する安全規格である (計測器やプローブなどのための異なるパートがある)。

Figure 2F: 可搬型スペクトラム・アナライザの4つの例

Figure 2F はそのようなプローブとともに大きな効果をもって使用できる 安価なスペクトラム・アナライザのいくつかを示す。 可搬性のために私は右下の Thurlby-Thandar を用いており、 これは数年前に £862 で購入したもので、1.3GHz まで測定できる。 2.7GHz までの同様のモデルもある。 これらの小型スペクトラム・アナライザは非常に手軽であり、 近接プローブとともに用いた時、全ての種類の EMC 問題を素早く解決することを助け、 誰でも１台持てるような価格とされている。 (そうしない理由はあるか？)

勿論、大きな、あるいは金持の企業で働いているならば、左下や右上に示したような Rohde & Schwarz や Agilent のポータブル・スペクトラム・アナライザを持っている筈である。

Agilent E7400 シリーズ (左上) はポケットには入らないが、 軽量かつ頑丈であり、容易に持ち運べ、 最も厄介なノイズ発生源以外の全てのための CISPR 規定に適合する準尖頭値と平均値の検波を含む。 それらは15年前の設計であるので、多数の中古品が非常に魅力的な価格で入手可能である。

それらは Ethernet、Wi-Fi、Bluetooth、あるいは USB 接続を持たず、 それが提供する GPIB やフロッピー・ディスク・インターフェースを使う人はもういないが、 いずれにしても、多くの場合、 表示をキャプチャするために PC 接続ソフトウェアを使用するよりも スペクトラム・アナライザの画面の写真を取る方が大抵は手早くて容易であることに気付いた。 (デジタル・カメラを持たないことがあるだろうか？)

そのようなプローブをパワー・コンバータの近くで動かして スペクトラム・アナライザが数百 MHz、あるいは 1GHz や 2GHz で 高レベルのノイズ・エミッションを表示するのを見ることで 自己発振を同定するのには数秒しか要さず、 6GHz のオシロスコープ・プローブを接続するよりも早い。 そして、このテクニックは「修正」がいつうまくいったのかも素早く示す。

見込みのある修正全てを、例えば乾燥窒素温度制御装置で (あるいは冷凍スプレーとホット・エア・ガンで) -20℃ かそれ以下まで冷却し、そして +150℃ かそれ以上まで加熱してチェックすることを推奨する。 これは、継続的な生産で見られるデバイスの特性の不可避な変動のもとで その修正が働くことを確かとすることを助けるであろう (保証はないが)。

半導体のそのような自己発振は、通常はそのゲートやベースを小さい抵抗 (典型的には 3.3〜100Ω)、 あるいは発振の周波数で同じオーダーのレジスタンス (誘導性リアクタンスではなく) を持つ ソフトフェライト RF ビーズを通して駆動することで対処できる。

抵抗やビーズをデバイスのゲートやベースの直近に配置することが最も重要である。 リード付きデバイスの場合、それは通常はデバイスの足に取り付けるべきであり、 これは通常は基板への組み立ての前にリードにフェライト・ビーズを通すことを意味する。

時に、その代わりの (あるいはそれとともに) ソースやエミッタへのフェライト・ビーズの取り付けが自己発振を防止するようである。 前と同様、ビーズはデバイスの本体の非常に近くになければならない。

並列にされたショットキ整流器も、ある電流で負性抵抗を示すことから、自己発振を起こし得る。 この場合、必要であれば、小さい抵抗値の金属酸化皮膜抵抗やフェライト・ビーズを 並列にされたショットキそれぞれの本体の直近に付け、 リード付きのデバイスの足にフェライト・ビーズを差し込まなければならない。

2.7 安定性とデカップリング

不安定なコンバータは高レベルのエミッションを生じ、従って 現実に生じることが予期され得る全範囲の抵抗性／容量性／誘導性負荷のもとで 安定を維持するであろうことを確かとすることが重要である。

デカップリング・コンデンサによるフィルタ効果のため、 安定性を出力で測定することは困難であるので、 試験負荷の抵抗部が低電流から高電流に、そしてその逆に機械的に切り替えられた時に 発振する (あるいは振動が多過ぎる) かどうかを見るために、 電圧制御帰還ループ内のポイント ――通常は誤差電圧―― をモニタするのが最良である。 理想的には、現実の負荷の任意の起こりそうな組み合わせで、 帰還のピーク・オーバーシュートは安定状態の値の 60% 以下、 リンギングは2サイクル以下であるべきである。

デバイスのロットの違いにかかわらない、現実での安定性を確かとすることを助けるために、 例えば乾燥窒素温度制御装置を用いて、 制御 IC 回路 (理想的には全回路) を -20℃ かそれ以下として、 そして +150℃ かそれ以上に加熱して、負荷切り替え安定性試験を繰り返す。

上の負荷切り替え安定性試験の代替は、 出力電圧をオシロスコープでモニタしながら、 コンバータに単一周波数の負荷をかけて全範囲で掃引することである。

これは、計算やシミュレーションで使用する、 コンバータの伝達関数のポールとゼロの同定を容易にする。 適切な手法の説明は [38] にあり、他の種類のスイッチャに容易に合わせられる。

2.8 「スペクトラム拡散」テクニック

だが、例えばスイッチャに「スペクトラム拡散」クロック、 あるいは「ディザ」や「カオス的」 PWM を用いて基本周波数を見掛け上ランダムに変化させ、 放射される周波数を拡散させる (ぼかす) ならば、 もし周波数の拡散が受信機の分解能帯域幅 (例えば CISPR は 150kHz から 30MHz の測定については 9kHz を規定する) よりも広ければ、エミッションはより低いレベルとして測定されるであろう。 [39]、[40]、及び [41] に興味を引かれるかも知れない。

Figure 2G: スペクトラム拡散クロックによる伝導性エミッションの低減

Figure 2G は特定の種類のスペクトラム拡散テクニックの使用によって達成された エミッションのピーク・レベルの低減の例を示す。 そのテクニックはピーク・レベルを 10dB 程度低減しただけであるが、 EMC エミッション試験規格で要求されるように準尖頭値や平均値の検波器を用いた時には より大きな低減を予期できよう。 もし当該のスペクトラム拡散テクニックが本当に非常に効果的なものであれば、 測定されたエミッション・レベルは、15dB (準尖頭値)、あるいは 30dB (平均値) まで低減し得る。

例えば、150kHz〜30MHz 帯 (9kHz 帯域幅) で 3dB の差を生じさせるためには スイッチング周波数は少なくとも 12kHz、6dB のためには少なくとも 18kHz にわたって 拡散させる必要があるだろう。 180kHz の基本周波数のためには 18kHz の拡散スペクトラムは ±10% となるが、 1.8MHz のスイッチャは ±1% しか必要としないであろう。

この低減は積分検波 (例えば CISPR 準尖頭値、平均値、そして実効値検波) を用いる EMC エミッション試験で達成されるだけであり、 尖頭値検波 (一部の ETSI 規格で規定されているような) を用いる試験は 周波数拡散にかかわらず同じ測定結果を示すであろうことを注意しておく価値がある。

大型コンバータの一部は、さもなくば機械的損傷を引き起こし得る 音響的なノイズや振動を避けるために、常にスペクトラム拡散を用いてきた。

勿論、スペクトラム拡散テクニックは特定の周波数における瞬時的なエミッションを低減せず、 エミッション検出計測器の積分特性のために低いエミッションを測定するだけである。 従って、周波数の固定された無線チャネルでは、 スペクトラム拡散は高レベルの干渉を引き起こす可能性は低くなり、 低いレベルの干渉を引き起こす可能性が高くなりそうであるが、 特定の種類のデジタル変調無線チャネルへの干渉を引き起こす可能性は高くなるかも知れない。

コンピュータやその他の IT 機器は、 今やナノ秒以下のノイズの干渉を受けるようになっているので、 スペクトラム拡散は、製品の現実の干渉の低減のための有効な手段としてよりは、 試験に合格させるためのトリックとみなした方が良いかも知れない。

2.9 ビートと相互変調

このビートは半導体接合や他の非線型デバイスの中での相互変調によって引き起こされ、 それらの周波数とその高調波の和や差の新たな周波数を作る。

ビートは、相互変調周波数がアナログ回路の通過帯域に入り、 元の周波数が温度や負荷電流などによって多少ドリフトするために周波数が変動し続ける 唸り、ホイッスル音、そして脈動するノイズ信号を生じる時に、特に厄介となる。

ビデオ信号上では、ビート・ノイズは通常は画面上の明るい対角線や平行線として現れる。

Figure 2H: 信号の通過帯域内のノイズを生じるビート (相互変調) の例

Figure 2H は、2つの周波数、40kHz と 50kHz だけでの単純な例を示す。

信号処理デバイスや回路の非線型性は2つのクロック周波数のそれぞれを整流し、 通常は DC オフセットやゼロ・シフトと呼ばれ、 それだけで悪いニュースとなり得る、0Hz の復調ノイズをもたらす。 整流は、個々のクロック周波数の2倍、3倍、4倍などの高調波も生じる。 Figure 2H は 100kHz までとなっており、従って2次高調波のみを示す。

元の2つのクロック周波数は「ビート」して、1次相互変調積と呼ばれる成分を生じる。 それは2つ、和と差の周波数だけである： それぞれ 10kHz と 90kHz。 その差の周波数の 10kHz は信号の通過帯域に偶然入り、その周波数で信号にノイズを生じる。 もしそれが音声信号であればそれはホイッスル音と呼ばれ、 それがより低い周波数であれば唸りと、 あるいは (もし充分に低ければ) ハムとさえ呼ばれるかも知れない。

2つの周波数のいずれかが変動するならば、 この帯域内の相互変調積ノイズは同じだけ変動し、ホイッスル音の音程を変える。

Figure 2H は、2次高調波が互いに、また元の周波数と互いに足されたり引かれたりした時の、 4個の二次高調波相互変調積のうちの3個も示す。 欠けている2次相互変調積は 180kHz にあり、このスケールでは見えない。 この図に示されていない、6個の3次相互変調積、8個の4次相互変調積、 10個の4次相互変調積等々もあるが、通常は振幅は小さくなる (共振と一致しない限り)。

この例で選ばれた2つの元の周波数では 所望の信号の通過帯域内には f2 - f1 のみが入ったが、2f2 - 2f1 はそのすぐ外の 20kHz で、 いずれか (あるいは双方) のクロック周波数の僅かな変動はそれを信号帯域内に動かし得る。

帯域内相互変調積ノイズの防止のための最良の手法は、 ビート／相互変調積周波数が一定のままとなるように、 全てのデジタル・クロック、サンプリング・ゲート、スイッチャ、そしてチョッパを １つのマスター・クロックにフェーズ・ロック (同期) させることである。

個々の動作周波数は、相互変調積が信号の通過帯域外 (上か下) となり、 回路の信号対雑音比 (S/N、あるいは SNR、あるいは THD+N) 性能を最大とするように選択できる。

HF スイッチャ／チョッパ制御 IC の一部は、 回路を同一のレートでスイッチさせるマスター・クロック入力を持つ。

だが、デバイスが異なる周波数を使わなければならない場合、 単純な周波数分周器、フェーズ・ロック・ループ周波数分周器／逓倍器、 そしてフラクショナル N シンセサイザさえも用いて、 それら全てを同一のマスター・クロックにフェーズ・ロックさせられる。

インターネットから入手できるフリーな相互変調積計算プログラムがいくつかあり、 通常は無線通信企業が使うことが想定されているが、 ビート周波数を信号の通過帯域の外に保つために必要な計算のために容易に使用できる。

だが、2つ以上の「ノイジー」な回路をフェーズ・ロックすることは、 その基本周波数や高調波のいくつかが同一の周波数に一致したならば、 エミッション・レベルを増加させ得る。 これに対する解決策は、様々な回路を同期させ、 それらのあいだに時間差 (固定の位相差の) を設けることであり、 これはピーク・スイッチング電流とピーク・エミッションを低減させる。

2つの似たコンバータ回路を逆相で、3つの似たコンバータを三相で、 あるいは (一般化すると) N 個の似た回路を N 相で動かすことで、最良の結果が達成される。 これは我々を次の章へと導く。

2.10 多相／インターリーブ・コンバータ

単一の高電流 DC/DC コンバータの代わりに、 2つかそれ以上の小さい同一のコンバータが並列に、また同じ周波数で、 そのクロックのあいだに所定の位相角を持って動作する。

電流の相殺のため、 多相／インターリーブ・コンバータの DC 入力と出力のリップル電圧はより低く、 リップル周波数はより高く (コンバータの数 N 倍)、 これはより小さいコンポーネントでのフィルタを容易にする。

そのような「多相」スイッチャでは、 同じリップル電圧のためには、DC 入力と出力の双方について、 単一の電源よりも小さいデカップリング・コンデンサが必要となるであろう。 あるいは、より低い出力 DC リップルのためにその出力に、 またはその DC 入力のより低い伝導性エミッションのためにその入力に、 同一の値のデカップリング・コンデンサを用いることができる。

例えば、 LTC6909 多相コンバータ・クロック・ジェネレータは、 45°から 120°の位相角でピン・プログラム可能な8つのクロック出力と、 12.5kHz から 6.67MHz の抵抗プログラム可能なクロック周波数を持ち、 ±10% までのスペクトラム拡散が可能である。

[24] は、効率を改善して電磁エミッションを低減するために、 力率補償 (PFC) 回路での「インターリーブ BCM」の使用を推奨している。 (別の記事でカバーするつもりである。)

3 パルス幅変調 (PWM) チョッパ

典型的には、その用途のために許容できる程度の低い歪みの出力波形を作るため、 チョッピング周波数は通常は必要な最大 AC 出力周波数の少なくとも 10倍である。

Figure 2J: 単相 PWM チョッパの例

Figure 2K: PWM の単純な例

Figure 2J は、AC、AC + DC、あるいは DC の4象限制御のために パワー・スイッチング・デバイスの「Hブリッジ」を用いた、単純な PWM チョッパ回路を示す。

Figure 2K は PWM がどのように働くかを図示するための簡単な例である。

パワー・デバイスでの低い熱損失を達成するために出力電圧は「ハード・スイッチ」させられ、 スイッチング波形のマーク／スペース比は、 この例では負荷 (例えば電動機) のインダクタンスで積分された時に 正弦波を近似する電流を発生させるように反復的に変化させられる。

例えばオーディオ信号のように、出力が非常に低い歪みを必要とする場合、 チョッピング周波数は最大の周波数の 100倍以上とする必要があるかも知れない。 逆の極端では、主電源給電機器に給電するための 110/230V を (例えば) 自動車用バッテリーから与える DC/AC インバータの一部は、 意図された負荷 (ラップトップ・コンピュータや携帯電話のための充電器) の 整流器 - コンデンサ入力は、通常はその非常に歪んだ主電源波形で働き、 損傷を受けないであろうため、AC 出力周波数の3倍でスイッチするだけである。

その出力の PWM 電圧は、所望のパラメータ ――例えば磁束、機械的動作、熱など―― の、 所望の結果的な DC や低周波の波形を作るのに、 「チョップ」された PWM 波形を積分する負荷の電気的インダクタンス、 及び／もしくは機械的及び／もしくは熱的慣性に頼って、通常は負荷に直接接続される。

残念ながら、PWM 出力を負荷に接続することは、 強力な無線送信器 ――その基本周波数と多数の高調波で送信する―― を 無線アンテナの代わりに電気的負荷に接続するようなものである。 10kW PWM モータ・ドライブは実際に多くの周波数の出力を持つ 10kW 無線送信器そのものであり、 使用されるケーブル、そして負荷は PWM 出力とインピーダンス整合していないので、 相当の伝導性や放射性のエミッションを引き起こし得るリンギング、反射などがあるであろう。

Figure 2L: 700kW 可変速 AC モータ・ドライブの例

10kW モータ・ドライブ出力回路からの「漏洩」の多くが 無線周波 (RF) エミッションに対する CISPR 限度への適合を不合格とさせないとすれば、 運が良いことだろう。 Figure 2L は 700kW 可変速 AC モータ・ドライブ (「VSD」) の出力の電圧と電流の 実際の測定結果を示す。 その測定は 5kHz に制限された帯域幅を持つ「電力品質」メータで行なわれ、 コンバータのスイッチング周波数は 5kHz 前後であったため、 メータはスイッチング波形を正確に表示できなかった。

HF スイッチャについて上で議論した EMC 設計問題の多くは、HF チョッパにも当て嵌まる。 例えば、小さ過ぎる立ち上がり／立ち下がり時間が過剰な RF エミッションを引き起こし得ること、 オーバーシュートやリンギングはスナビングを必要とし得ること、 帰還ループは不安定になり得ること、 そして１つの製品内の複数の HF 発生源は 所望の信号の帯域幅内の相互変調 (「ビート」) 問題を引き起こし得ること。

だが、その EMC 設計テクニックの一部は該当しない。

例えば、正確な PWM 出力が必要な場合には適用できない、 DC 出力スイッチャのエミッションの低減のために設計された回路トポロジーがある。

最大 DC 電源 (「DC リンク」) 電圧に等しい (あるいは非常に近い) ピークを持つ 正弦波をシミュレートしようとするならば、 パワー・デバイスをターンオンした後にターンオフさせるのに必要な最小時間よりも小さい スイッチング・パルスとなり得る。 その結果は、トランジスタが完全にターンオンやターンオフせず、 過剰な熱損失、そして損傷をも引き起こさないとすれば、 過剰な EMI を引き起こし得るというものとなろう。 この問題を検出すること、そしてそのような極端な マーク／スペース比を指定しないようにすることでそれを回避することは容易である。

参考

[2] "G3 Electric Powertrains", in the "News" section of Automotive Design magazine, July 2010, page 10, http://www.automotivedesign.eu.com, also "Electric vehicles shift gear" in Eureka Magazine, August 2010, page 25, http://www.eureka.com.

[3] "Complying with IEC/EN 61800-3 - Good EMC Engineering Practices in the Installation of Power Drive Systems", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase

[4] "The Physical Basis of EMC", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK October 2010, ISBN: 978-0-9555118-3-7, from http://www.emcacademy.org/books.asp. The same material is presented as Chapter 2 in [5].

[5] "EMC Design Techniques for electronic engineers", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK Nov. 2010, ISBN: 978-0-9555118-4-4, from http://www.emcacademy.org/books.asp.

[6] Booklets describing seventeen IEC/EN/CISPR EMC test standards and the types of disturbances they address, by Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd and downloadable for free from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase

[7] "Mains Harmonics", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase

[8] "Mains Power Quality", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase

[9] "The First 500 Banana Skins" is a slim book containing 500 anecdotes or reports of instances where interference is proven or claimed to have occurred, indexed by application and also by type of interference. Buy it for about £10 from http://www.emcacademy.org/books.asp or read it online at http://www.theemcjournal.com (but you can't download the book from that site).

[10] "Guide to EMC for Functional Safety", The IET, 2008, ISBN: 978-0-9555118-2-0, printed full-colour book from http://www.emcacademy.org/books.asp, or download from http://www.theiet.org/factfiles/emc/emc-factfile.cfm

[11] "When the going gets tough - smarter design wins", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 81, March 2009, pages 21-24, available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: 厳しい情勢では、より賢明な設計が勝つ

[12] "BOM cost and profitability", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 82, May 2009, pages 32-34, available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: BOM コストと収益性

[13] "The EMC design of SMP (switch-mode power) and PWM (pulse-width modulated) power converters", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 93, March 2011, pages 26-34, available from http://www.theemcjournal.com
翻訳: スイッチ・モード電源と PWM パワー・コンバータの EMC 設計

[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at http://www.theemcjournal.com

[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from http://www.emcacademy.org/books.asp

[16] "Switch-Mode Power Supply", http://en.wikipedia.org/wiki/Switched-mode_power_supply

[17] "Resonant mode converter topologies", Bob Mammano, Unitrode, http://focus.ti.com/lit/ml/slup085/slup085.pdf

[18] "Resonant converter topologies", M Bildgen, SGS Thompson Microelectronics Application Note, AN658/1194, 1999, http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/SGSThomsonMicroelectronics/mXyzxvt.pdf

[19] "Fundamentals of Power Electronics, Chapter 20: Quasi-Resonant Converters", http://ecee.colorado.edu/copec/book/slides/Ch20slide.pdf

[20] "Designing A SEPIC Converter", Wei Gu and Dongbing Zhang, National Semiconductor Application Note 1484, April 30, 2008, http://www.national.com/an/AN/AN-1484.pdf

[21] "Zero-Voltage- and Zero-Current-Switched PWM DC-DC Converters Using Active Snubber", Julian Y. Zhu and Daohong Ding, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 35, No. 6, November/December 1999, pages 1406 to 1412, http://opensource.sunswift.com/images/0/0c/Zhu99zero.pdf

[22] "Zero voltage switching resonant power conversion", Bill Andreycak, Unitrode, http://focus.ti.com/lit/ml/slup089/slup089.pdf

[23] "Cuk converter", http://en.wikipedia.org/wiki/%C4%86uk_converter

[24] "Improving the efficiency of PFC stages using interleaved BCM", Jon Harper, Power Electronics Europe, Issue 4, 2009, pages 35-39, http://www.power-mag.com/pdf/issuearchive/29.pdf, plus a related PowerPoint presentation at: http://www.ebv.com/fileadmin/products/EBV.TV/200908_fairchild_powersolutions/fairchild_powersolutions_082009_pdf_interleavedpfc.pdf?ct_ref=u903-v17

[25] "Cutting conduction losses", H. Choi, Components in Electronics, June 2009, pages 38-39, http://www.cieonline.co.uk (this article probably not archived).

[26] "Two-switch topology boosts forward, flyback designs", Y. Xi and B. Bell, EETimes, 19 Jan 2008, http://www.eetimes.com/design/power-management-design/4012212/Two-switch-topology-boosts-forward-flyback-designs/

[26a] "Power in Waiting", Carl Walding, IET Power Engineer, October/November 2006, pages 38-41

[28] The archives of Power Electronics Europe, at http://www.power-mag.com/issue.archive.php

[29] "Saturable Bead Improves Reverse Recovery", Carli Giampaolo, EDN magazine, 3rd February 1997, pp 92-94, http://www.edn.com/archives/1997/020397/03DI_03.htm

[30] "Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs and IGBTs", International Rectifier Application Note AN-944, available from http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-944.pdf.

[31] "Low EMI techniques for new generation IGBT modules", S Igarashi et al, Power Electronics Europe, Issue 1, 2008, pages 13 - 17, http://www.power-mag.com/pdf/feature_pdf/1222955409_PEE_issue_1_2008_Powermodules-Low_EMI_Techniques_for_New_Generation_IGBT_Modules.pdf

[32] "Key knowledge for the efficient design of electronic products and their EMC - that we were never taught at university", Keith Armstrong, ANSYS Next Generation Signal Integrity and EMI Simulation Seminar, 23rd March, De Vere Milton Hill House, Oxford, download via http://www.ansys.com/en_uk/Downloads/SIUK, or direct from: http://www.ansys.com/staticassets/ANSYS%20UK/staticassets/Keith_Armstrong_Presentation_ANSYS_March_23%202011.pdf

[33] "Maxwell's equation, Quantum Electrodynamics, and good installation practices for SI, PI and EMC", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 91, November 2010, pages 32-46

[34] "Grounds for Grounding", Elya B Joffe and Kai-Sang Lock, IEEE Press, John Wiley & Sons, Inc., 2010, ISBN: 978-04571-66008-8

[35] "EMC Techniques for Heatsinks", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 89, July 2010, pages 31-38.
翻訳: 放熱器のための EMC テクニック

[36] "Designing I/Os so they will not suffer from "ground loop" currents in cable screens (shields)", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 83, July 2009, available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: ケーブル遮蔽の「グランド・ループ」電流に影響されないように入出力を設計する

[37] "EMC for Printed Circuit Boards - Basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK 2010, ISBN: 978-0-9555118-5-1, from http://www.emcacademy.org/books.asp (note, this is the same text as the 2007 edition, ISBN: 978-0-9555118-0-6 or 978-0-9555118-1-3, repackaged in a different style of book).

[38] "POL step down regulators and how to check for stability", Michele Sclocchi, Power Electronics Europe, Issue 8, 2007, http://www.power-mag.com/pdf/feature_pdf/1222897290_PEE_Issue_8_2007_DC_DC_Converters-POL_Step_Down_Regulators_and_How_to_Check_for_Stability.pdf

[39] "The Effects of RPWM on the Conducted Electromagnetic Emissions in Bidirectional Three-Phase Unity Power Factor Boost-Buck Converter", Y Touzani, P Le Bars, J P Toumazet, A Laurent, EMC Europe Symposium 2004, Eindhoven, The Netherlands, Sep 6-10 2004, pp 656-661

[40] "Random Modulations for Reducing Conducted Perturbations in DC/DC Converters", M Melit, N Boudjerda, B Nekhoul, L El khamlichi Drissi, K Kerroun, EMC Europe Symposium 2004, Eindhoven, The Netherlands, Sep 6-10 2004, pp 650-655

[41] "Design of Analogue Chaotic PWM Converters for EMI Suppression", Hong Li, Zhong Li, Bo Zhang, Fenglan Wang, Nanlin Tan and Worlfgang A Halang, IEEE Trans. EMC, VoI. 52, No. 4, November 2010, pp 1001-1006

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2011-07-18