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翻訳: T.Sato
残念ながら、レガシーな設計と組み立ての考慮は 遮蔽を両端で直接接続することを望ましくないものとし得るので、 その記事は可能な様々な代替へと進み、それぞれの利点と欠点を述べた。
私は、[1] で一度か二度、 全ての電子技術者が彼らの製品と機器を正しく設計するための手間をかけていれば 遥かに良かったであろうと指摘した。 そうすれば、彼らの顧客は、コストを低く保ちながら EMC を最大化するために 両端での直接遮蔽接続を用いながら、 任意の規模のシステムや設備内の機器を相互接続することが より容易であることに気付いたことだろう。
私が「EMC」と言う時、製品の設計と上市が速やかで容易なものとなり、 実際に優れた機能を果たし (顧客を幸福に保ち)、 製造業者に良い収益をもたらすように、 製品の内部と外部の双方の電磁的相互作用管理する全ての作業を意味する。
そのエネルギーが導体と空中の波のいずれで伝えられるとしても、 全ての電力と信号は電磁的であるので、「EMC 工学」は広大な適用範囲を、 そして全ての種類の電気／電子設計との広範囲の関係を持つ。
だが、規格、指令、輸入規制などへの適合に関係する EMC の非常に小さい部分集合を私が参照する時は、 制限された適用範囲を示すために適当な言葉遣いを用いる。
伝統的に、多くの電子技術者は、 建物、車両、あるいは施設の異なる部分から電力を受ける異なる機器に ケーブル遮蔽が両端で接続された時に必然的に流れる接地電位均等化電流に対して 入出力回路 (I/O) を設計できていない。
この遮蔽電流は、一部の電子技術者によって、 そして (見たところ) 全ての電気工事業者や設置作業者によって、 「アース・ループ」、「グランド・ループ」、「ハム・ループ」、 そしてその他のそれほど知られていないジャーゴンで呼ばれ、 少なくとも50年にわたって悪魔扱いされてきた。
では、遮蔽電流に著しく影響されないようにするために、 入出力回路をどのように設計するか？ それは容易である： 「グランド・ループ」電流が 回路の 0V 基準に著しい「グランド・ノイズ」を引き起こすことを許さない。
別々の機器に接続されたケーブルに現れる接地電位差は、 同相ノイズ電圧として現れる。 これは適当な同相除去を与える回路を用いて容易に処理できる。
同相除去のための最良の入出力回路は、 典型的には一括遮蔽を持つツイスト・ペア導体とともに、 差動 (平衡) 信号テクニックを用いる。 そのようなケーブルでは、 遮蔽と内部導体の間の静電結合が完璧に平衡していることはなく、 従って、特に入力インピーダンスが低い時には、 差動モード・ノイズが現れる。
もしこの差動モード・ノイズが所望の信号の帯域内にあれば、 フィルタリングや位相敏感検波によって取り除くことはできない。
この状況では、現実に生じるかも知れない接地電位差のもとで 必要な信号対雑音比のために 充分な容量平衡を持つケーブルを用いることが重要である。
遮蔽 (シールド) ケーブルがその遮蔽を両端で直接接続して用いられる時、 機器の間の接地電位差はその遮蔽に均等化電流を流れさせる。
この電流の振幅は、その電位差を 遮蔽とその接続のインピーダンスで割ることで設定される。
遮蔽電流は非常に良く整合した 1:1 変圧器のように内部導体と結合し、 従って入出力が見る同相電圧を低下させる [3]。 従って、ノイズへのこの寄与に対しては、 必要なことは入出力に充分な同相除去を持たせることだけである。
ここでは、ケーブル遮蔽が 有用な無線周波 (RF) 遮蔽 (シールド) を与えるタイプのものであり、 従って内部導体を完全に囲むと仮定している。 もし遮蔽が内部導体に対して充分に「不平衡」であれば、それを流れる電流は 2つかそれ以上の導体のあいだに差動モード・ノイズを誘起させ得るが、 そのような構成は RF に対しては効果がなく、 従ってそれを両端で接続することは RF での利益をほとんど／全く与えないだろう。
全周波数にわたる EMC の利益を達成するための両端での接続が この議論の目的であるので、 そのようなタイプのケーブルはここでは考慮しない。
遮蔽電流は同相電圧を低減するように働くのに、 遮蔽の両端での接続によって生じる「グランド・ループ」は、 何故そのように悪魔扱いされることになったのだろうか？ 既に言ったように、全ては悪い電子設計のためである。
私は、何かの理論や机上実験からではなく、 28年前に自分が悪い設計者であったことから、これを言う。
私が設計した、(与えられた仕様に従ってテスト・ベンチで測定した時に) 非常に高性能の回路は、システムや設備での使用が非常に難しかった。 だが、当時の限られた経験の中では、他の誰もが同じ問題を持つ回路を設計していたため、 より良い方法があるということに、そしてそれが何であるかに気付くのには、 しばらくかかった。
このより良い方法は、規制上の EMC 適合を安価に達成することを助け、 性能を向上させ、システム・インテグレーションと設置の時間と労力を 大幅に節約することがわかった。
過去のこれらの日々のあいだの私の同僚や私の罪である (そして一部の設計者が今も用いている)、悪い設計プラクティスは：
我々は、それがテスト・ベンチで最良の性能を得た方法であったことから、 そしてこれが正しい設計であると「誰もが知っていた」ことからそうしていた。
我々が見落としていた設計の「トリック」は、 それを必然的に流れる低周波遮蔽電流に伴う、 回路 0V 基準構造に生じる「グランド・ノイズ」電圧の量を低減することであった。
既に上で述べたように： デジタルやアナログの入出力は、トランスやその他の回路テクニックと、 逆相で駆動される2つの導体を用いる差動 (「平衡」) 信号テクニックを用いて、 充分な同相除去を持つように容易に設計できる。
シングル・エンド通信は、以下の場合を除き、 著しい接地電位差を持ち得る機器間では決して使うべきではない：
だが、設計者によっては、75Ω 同軸ケーブル経由での映像のように、 「グランド・ループ」ノイズの除去のためにフィルタできない 弱い信号とともにシングル・エンド通信を用いる。 結果的な映像の「ハム・バー」問題は、その問題の軽減に特化した産業を生んだ [4]。 そのような考えの浅い (だが BOM コストの低い！ [2]) システム設計においてさえも、 ケーブル遮蔽電流が回路に干渉しないことを確かとするように注意することによって、 我々の製品のノイズ性能を向上させることができる。
伝統的には、接地電位のスペクトラムは 主電源配電 (50、60、あるいは 400Hz) によって支配され、 その高調波は 2kHz に、そしておそらくは 10kHz にさえも達する。 DC 48V で給電される通信 (そして新しい「ブレード・サーバー」) センターでは、 その同相電圧は 0Hz にかなりのレベルを含み得る。
可変速 AC モーター駆動の使用の増加は、 モーター駆動周波数 (例えば 0.1〜120Hz) とその高調波 (例えば 12kHz まで)、 そして通常は 1〜250kHz の範囲のパルス幅変調 (PWM) からの スイッチング・ノイズとその高調波にノイズを加えている。
主電源整流器の非線型性のため、 これら全ての周波数は狂ったように相互変調し、 ほぼ DC から無線周波数までのノイズ・スペクトラムにスパイクの森を作る。
電力の消費を低減し、CO2 エミッションを低減し、 この惑星を過熱から救うことを助けるために、 可変速モーター駆動が全ての家庭用器具、HVAC、 そして産業用機械で用いられると、 このタイプのノイズは全ての設備で増加する運命にある。
EMC のためのケーブル遮蔽接続は、ある周波数より上では、 外部干渉電流は表皮効果によって遮蔽の外面を流れることを強いられ、 同じメカニズムはツイスト・ペアからの漏洩同相エミッションが 遮蔽の内面を流れることを確かとする。
[5] の 2.6.2章と、以下に Figure 1 として再掲するその Figure 2P は、 これがノイジーな外部電流を敏感な回路からどのようにして締め出すかを示す。
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| Figure 1: RF での良い EMC のためのケーブル遮蔽接続 |
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| Figure 2: 表皮厚さ 対 周波数 |
表皮深さに対する遮蔽材料の厚さが表面電流の適度な分離の維持に不充分な場合、 ――これは、その金属が非常に薄い (例えばメタライズされた箔) ためか 周波数が非常に低いためかも知れない―― 遮蔽電流はシールドの厚みを通して流れ、それが製品内を流れることを防げない。
そのような (低い) 周波数においては、 過剰な「グランド・ループ」ノイズの防止は、 それが回路の 0V 基準構造を流れると必然的に現れる 「グランド・ノイズ」電圧を最小限とするための、 ループ電流が流れるための非常に低いインピーダンスの用意に全面的に依存する。
単純な例を使用できるように、低い周波数のみ、例えば 1kHz までを考え、 問題となるのが抵抗だけであると仮定する。 (より高い周波数においては、 インダクタンスのインピーダンスへの寄与が支配となるが、 同じ分析が適用され、以下で述べるテクニックがより有効にさえなる。) オーディオ製品について Figure 3 で示すように、 ケーブル遮蔽をコネクタのシェルを通り抜けさせて1つのピンに接続し、 PCB の 0V トレースに接続するのが伝統であった。
伝統的なコネクタのための標準的なピン割り当ての多くは
ピンの1つをシールドのために割り当てるが、
[5] の Figure 2Y が示すように、
結果的な「ピッグテール」遮蔽接続は遮蔽の RF 減衰に甚大な害を与える。
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| Figure 3: 伝統的な設計の例 |
私は何かを例として用いなければならず、 専門家用オーディオの S/N の仕様は非常に高いので、 Figure 3 はアナログ「専門家用オーディオ」製品を示す。 計装の、あるいはデジタルの例さえも容易に用いることができただろう。
その 0V トレースが長さ 300mm、幅 4mm で、 1オンスの銅でできていると仮定すれば、 その端から端までの抵抗は約 35mΩ となるだろう。 ケーブル遮蔽の1つが 100mA rms の 50Hz「グランド・ループ」電流を運ぶことも仮定しよう。
35mΩ を流れる 100mA は、 その全ての回路の信号の基準電位として用いられる その 300mm の 0V トレースに沿って 3.5mV の電位差を生じる。
そのような設計では容易にそうなるであろうように
もしこのノイズ電圧全てが 10V rms の出力信号上に現れれば、
69dB (約11.5ビットのデジタル分解能に相当) の S/N 比を 生じるだろう。
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| Figure 4: トレースの代わりの 0V プレーンの使用 |
[7] によると、300mm 離れた直径 4mm のプレーン接続のあいだの抵抗は
約 0.8mΩ である。
100mA の遮蔽電流は今度は 80μV の電圧降下を生じ、
その全てが 10V rms の出力信号上に現れれば、
約17ビットのデジタル分解能に相当する 102dB の S/N 比を与えるだろう。
これは 4mm の 0V トレースを用いた時よりも 33dB 良く、
非常に僅かな BOM コストの増加と、かなり短い設計サイクルを伴う。
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| Figure 5: 2箇所でシャーシに接続された 0V プレーンの使用 |
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| Figure 6: 複数の点でシャーシに接続された 0V プレーンの使用 |
シャーシを 4mm 厚のアルミニウムへと厚くすれば、 さらに 6dB が得られるであろう。
Figure 5 と 6 でプレーン - シャーシ間接続のために用いた図に興味があれば、 [8] の第3章、特にその Figure 3B を参照されたい。
上の、明らかにかなり粗い分析では、単に、 10V rms (フルスケール) の信号出力に現れる、 PCB 上の 300mm の 0V 電流トレースに沿って生じた 50Hz の「グランド・ノイズ」電圧を仮定した。 だが、そのノイズは 0V 電流経路に沿って生じるので、 mV/m、あるいは μV/mm の特性を持つ。
回路が差動信号を用いていれば、 0V 基準構造上の「グランド・ノイズ」は同相ノイズとして現れ、 同相除去比が高ければより大きく減衰させられる。 だが、シングル・エンド信号を用いている時は、 それは直接信号と直列の差動ノイズとして現れる。 グランド・ノイズが μV/mm として現れることの理解は、 増幅される量ができる限り少なくなるように コンポーネントの配置やトレースの引き回しを決定する際に助けとなる。
勿論、回路内の 0V 基準構造のインピーダンスを下げることは ケーブル遮蔽電流のノイズへの寄与を減らすために非常に良いだけではなく、 製品内の任意の発生源のノイズへの寄与を減らすためにも良く、 より良いシグナル・インテグリティ、S/N 比、クロストークなどへと直接導く。
私が1981年までの年月のあいだに学んだように、 「一点接地」テクニックを用いた、0V トレースの非常に慎重な設計は、 50Hz 「グランド・ノイズ」の、 そして 20kHz に達するクロストークの良い制御を達成できる。 私の PCB のアートワークの一部は、 (私自身がそう言うとしても！) 驚くべき、アート作品のようなものであり 、 正しいものとするだけで長い時間を要した。
だが、1981年のあいだに、 例えばマイクロプロセッサやスイッチ・モード電力変換器からの、 あるいは外部からケーブルに入り込んだ変調された RF ノイズがある時、 S/N 比とクロストークの双方のために良く働くことを当てにでき、 また出荷までの時間を低減する唯一の低コストなテクニックは、 PCB 全体を覆うソリッドな 0V プレーン層を使うことであることを学んだ。
理想的には、厚い金属のシャーシへの多点接続。 私のボードは2つではなく4つのレイヤを持ち、 遥かに速やかにレイアウトできるようになった。
結局、100mA rms は接地電位均等化電流としてはかなり大きいが、 それが両端で終端された唯一のケーブルである時には、 「一点接地」ルールに沿って構築された大きな設備内の、 編組シールドを持つ長いケーブルにおいては珍しくないかも知れない。
だが、[11] で推奨されているメッシュ接地構造 (MESH-CBN) では、 接地電位差は 1/10 から 1/100 小さく、 従って製品内を流れる低周波遮蔽電流によって引き起こされる 「グランド・ノイズ」の S/N 比への影響は 20〜40dB 低くなるであろう。
システムや設備の中に多くのケーブル遮蔽がある場合、 両端で接続されたものの数が多くなれば、 それぞれの遮蔽を流れる電流は減り、 遮蔽電流の S/N 比への影響も小さくなる。
ケーブル遮蔽に電流を流れさせる接地電位差の信号源インピーダンスはゼロではなく、 接地構造をメッシュ接続することは (全て [11] で推奨されている)、 差動ケーブルの容量不平衡によって引き起こされる差動ノイズを 顕著に低減するであろう。 [3] は、建物の接地構造の様々な抵抗値に対する、 この線に沿ったいくつかの計算を含む。
遮蔽電流が回路を混乱させ、 あるいは S/N 比を悪化させないように製品を設計することは、 システム・インテグレーションと設置を速やかで容易なものとする 容易で低コストなテクニックである。 それは性能や信頼性も向上させ、製品や固定設備の、 今は EU 全域での法律である EMC 適合の達成を大いに助ける。
[2] Keith Armstrong,
"When the Going Gets Tough - Smarter Design Wins
(if you think EMC is about complying with the Directive or FCC - think again!)",
EMC Journal, Issue 81, March 2009, pages 21-24, www.theemcjournal.com
(厳しい情勢では、より賢明な設計が勝つ
―― EMC が指令や FCC への適合のことだと考えているならば、再考せよ！)
[3] Tony Waldron and Keith Armstrong,
"Bonding Cable Shields at Both Ends to Reduce Noise",
EMC + Compliance Journal, pages 14-27, May 2002, www.compliance-club.com
(雑音の低減のための両端でのケーブル・シールドの接続)
[4] For example, visit: www.21best.com/21_best/electronic/security/video/filters/for_sale_.html#HBPremium
[5] Keith Armstrong,
"Design Techniques for EMC, Part 2 - Cables and Connectors",
www.compliance-club.com/KeithArmstrong.aspx.
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(EMC のための設計テクニック)
[6] Skin depth: www.rfcafe.com/references/electrical/skin-depth.htm
[7] Howard Johnson, "DC Resistance of Copper Wires and Traces", www.signalintegrity.com/lib/htm/RESIST.htm
[8] Keith Armstrong,
"EMC for Printed Circuit Boards - Basic and Advanced Design and Layout Techniques",
Nutwood, February 2007.
Cost £47 plus p&p, perfect bound: ISBN 978-0-9555118-1-3,
spiral bound: ISBN 978-0-9555118-0-6, www.emcacademy.org/books.asp
[9] Keith Armstrong,
"Design Techniques for EMC, Part 4 - Shielding",
www.compliance-club.com/KeithArmstrong.aspx.
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(EMC のための設計テクニック)
[10] Keith Armstrong,
"Design Techniques for EMC, Part 5 - PCBs",
at www.compliance-club.com/KeithArmstrong.aspx.
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(EMC のための設計テクニック)
[11] BS IEC 61000-5-2:1997, "Electromagnetic Compatibility (EMC) - Part 5: Installation and Mitigation Guidelines - Section 2: Earthing and cabling"
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2009-10-04