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雑音の低減のための両端でのケーブル・シールドの接続

by Tony Waldron and Keith Armstrong

翻訳: T.Sato


1. 概要

専門家用オーディオ機器会社内の人々の一部を含む多くの機器設計者が、 ケーブルのシールドの両端での シャーシ/フレーム/エンクロージャへの無線周波 (RF) 接続が EMC 指令への適合を大きく助けることに気付いている。 彼らは、それが電源周波数のグランド・ループ電流が ケーブルのシールドを流れられるようにするにもかかわらず、 機器が設置された際の信号品質を損なわないことにも気付いた。 このテクニックを用いている専門家用オーディオ機器会社は、 それが設置と立ち上げに際しての時間を相当節約することにも気付いた。

しかし、多くの産業において、グランド・ループは ケーブル上の信号の雑音の大きな原因としての 昔からの言い伝えによって忌み嫌われている。 グランド・ループに対するこの嫌悪は、オーディオ信号に平衡ケーブルを用い、 設置と立ち上げに際してグランド・ループを防ぐためにしばしば極端な時間を費す 専門家用オーディオ産業において特に強い。

この記事は、専門家用オーディオ産業に関連するグランド・ループを扱うが、 その結果は他の電子応用分野で用いられている アナログ信号とデジタル信号の双方の 平衡 (差動信号) や不平衡 (シングル・エンド信号) のシールド・ケーブルに 容易に適用できる。 その結論は、今は信号雑音比や雑音余裕を改善するために ケーブル・シールドのグランド・ループ電流が避けられている どこにおいても価値のあるものとなるだろう。

著者らは、信号雑音に対するグランド・ループの影響の調査に際して 数々の逸話を見出したものの、しっかりとした事実は僅かであったため、 自分達自身でいくつかの試験を実施し、 いくつかの非常に興味深く価値のある結論に達した。 この記事は、 電源周波数のシールド電流 (グランド・ループ電流) の雑音への影響の判断のために、 金属箔や編組のシールドを持つ 30m 近くの長さの 様々な平衡オーディオ・ケーブルに対して我々が実施した試験について述べる。 撚られていない信号導体と 20% を超える容量不平衡を持つ 極端に低品質の平衡オーディオ・ケーブルを含む、 いくつかの種類の平衡オーディオ・ケーブルが試験された。

著者らを驚かせたことに、この試験結果の分析は、 ケーブルが暖まるような電流レベルにおいてさえも、 金属箔や編組のシールド内の電源周波電流は その内部導体に著しい雑音を誘導結合させないことを明らかにした。 しかし、ケーブルのシールドと内部導体とのあいだの電圧は、 接地に対して高いインピーダンスを持つ平衡信号への雑音の大きな源である。 専門家用オーディオ向けの良質な平衡ケーブルや機器においては、 その機器の同相信号除去によって発生する信号雑音は ケーブルの容量不平衡によって発生するものに匹敵する。

グランド・ループが責められてきた問題の責めを負うべきものは、 ケーブル・シールドを機器内部で導体に接続する 伝統的な機器設計手法である可能性が高そうである。 そのケーブル・シールドを流れるグランド・ループ電流にもかかわらず、 EMC 適合性を、そして信号の最高水準の品質を達成できるようにするためには、 ケーブル・シールドをシャーシ/フレーム/エンクロージャに直接接続する 機器構成がより良いものとなる。

2. 序論

欧州連合 (EU) 内で供給される専門家用オーディオの機器やシステムは EMC 指令を満足しなければならず、 適合への技術構成ファイル (TCF) ルートを用いない限りは、 専門家用オーディオ供給者は EN 55103-1:1997 [1] と EN 55103-2:1997 [2] ――専門家用のオーディオ、ビデオ、オーディオ・ビジュアル、 及び娯楽用照明制御装置のための製品群整合 EMC 規格―― への適合性を宣言しなければならない。 他の種類の機器には他の EMC 規格が適用される。

機器に EMC エミッション試験が適切に適用された場合、 その外部ケーブルのシールドがその両端で RF 接続されていない限り、 通常、システムや設備は次のようになるであろう:

ワイヤレス・マイク、携帯電話、あるいは無線 LAN の周波数 (例えば、Wi-Fi としても知られている IEEE 802.11b の 2.5GHz まで) で良く機能する RF 接続テクニックは、 シールドとケーブル・コネクタのシェル、 そのシェルと機器の相手側コネクタのシェル、 そしてそのシェルと機器のシャーシ/フレーム/エンクロージャとのあいだで、 360°電気的接続を用いてケーブル・シールドを終端することを必要とする。 360°接続は全周接続と呼ばれることもある。

その一方、片端のみで接続されているケーブル・シールドは、 その長さが遮蔽すべき周波数の 1/10 波長を超えると遮蔽を与えなくなるので、 例えば長さ 10m のケーブルは 3MHz 以下の周波数に対してのみ ある程度の遮蔽を与えることになる。 ケーブルの長さが 1/4 波長を超えている場合、 片端のみで接続されたシールドは非常に効率的な RF アンテナとなり得る ―― シールドがない場合よりも効率的に RF 雑音を放射し、また環境から RF を拾い上げる。 専門家用オーディオ製品内の RF 雑音は 通常はデジタルやスイッチ・モードの回路によって生じるが、 それは全てのアナログの入力や出力に同相雑音として現れる。

問題は、専門家用オーディオ産業には、 「グランド・ループ」電流が流れることを防ぐために ケーブル・シールドを片端のみで接続する、長年確立された伝統があることである。 伝統的に、グランド・ループ電流は オーディオ信号のハムやその他の主電源に起因する雑音の増加に関して 責められてきた。 設備によっては、ケーブル・シールド電流は、 単一のケーブルを過熱させてそれを信頼できなくし、 そしておそらくは安全上のリスクさえも生じるほど高くなり得る。

残念ながら、複雑な現代的な専門家用オーディオ設備においては、 片端での接続を用いる場合の ケーブル・シールドの接続の最良の方法は必ずしも明白なものではなく、 専門家用オーディオ・システムの立ち上げの際のそれ特有の最善の解決の決定のために、 非常に熟練した設置者でさえも相当の時間を費すことがある。 この時間を要する作業は、 そのシステムが変更される度にやり直すことが必要となることもある。

上からは行き詰まりであると結論されるかも知れない ―― 片端 でのシールド接続を用いて 良いオーディオ品質を持つが EMC 適合でない 専門家用オーディオ製品、システム、あるいは設備を手に入れるか、 あるいは両端でのシールド接続を用いて 低いオーディオ品質とともに EMC 指令適合性を達成するか。

このジレンマを乗り越えるためにしばしば示唆される方法は、 ケーブル・シールドを保護接地されたシャーシ/フレーム/エンクロージャに 片端で電気的に接続し、 もう一方の端では直列のコンデンサによって「RF 接続」することである。 このアイデアは、グランド・ループ電流 (電源周波数の) が流れるのを防止しつつ、 両端で良い RF 接続を達成し、EMC 適合を助けるというものである。

―― 保護接地は、主電源から給電される 「二重絶縁」されていない機器全てで安全のために必要である。 保護接地 (保護グランド) は保護アースと呼ばれることもあるが、 「接地 (グランド)」や「アース」という用語は濫用され、誤用されているので、 その代わりに「保護接続」というフレーズを使った方が良いだろう。 建物の保護接地 (グランド、あるいはアース) ネットワークは 保護接続ネットワークと呼び、「アース」という単語は 地球そのものに接続するための地中電極のみに予約しておくことが最良である。 これらの注意の上で、「保護接地」、「接地」、そして「接続」が ここで使われている用語である。――

「片端をコンデンサで接続」アプローチにおける問題は、 広い周波数範囲にわたって良い RF 性能を持つコンデンサは高価であり、また ケーブル・コネクタの本体内に取り付けるように設計されねばならないことである。 引き出し線やプリント板 (PCB) を用いた コネクタ・ピンへのコンデンサの取り付けに関連する不可避なインダクタンスは、 その直列共振周波数を下げ、それらが有効である周波数を減少させる。

著者らは、3ピン XLR コネクタ (伝統的な専門家用オーディオ平衡ケーブル・コネクタ) 内部に取り付けられ、 その XLR の1ピン ――シールド接続に用いられるピン―― をその金属シェルに、 従ってその機器のシャーシ/フレーム/エンクロージャに「RF 接続」する、 EESealTM RF コンデンサ・アセンブリ 1000個における 単価 US$4 の見積りを、 2001年 10月に Metatech Corporation (www.metatechcorp.com) から受け取った。 10,000個においてさえも単価 US$2.25 であり、 通常は XLR コネクタの価格は US$1.50〜3.00 であることを考えると、 これは高価な修正である。

Figure 1: Example of RF performance of capacitor-filter connectors
EESealTM デバイスが、 XLR コネクタの外部に取り付けられる他のいかなる種類のコンデンサよりも 遥かに良い RF 性能を与えるという事実にもかかわらず、 Figure 1 はそれらが限られた範囲の周波数 ――その容量に依存する―― で非常に良好に振る舞うだけであることを示す。 従って、いずれかの特定の容量が、 ある製品を [1] と [2] の 150kHz〜1GHz のエミッションとイミュニティに 適合させられるであろうと保証することはできない。

おそらく、環状や貫通型の より高性能の RF コンデンサを XLR コネクタ内に入れるように設計し、 より広い周波数範囲で遥かに良い性能を与えることもできるであろうが、それらは 上の例で示した EESealTM よりも遥かに高価なものとなりそうである。

「片端をコンデンサで接続」テクニックのもう1つの問題は、 それがそれぞれのケーブルのシールドのどちらの端を 接地された機器に直接接続すべきかの判断の問題を除いていないことである。 これは、おそらくは、 シールドとシャーシ/フレーム/エンクロージャとのあいだの RF 接続コンデンサを、 片端のコンデンサが短絡されることを知りながら、 相互接続の両方の端に取り付ける必要があることを意味するであろう。 この手法は、伝統的に長い設置や立ち上げの時間を低減することなく、 材料費を加えることとなるであろう。

片端でのシールド接続は、 ケーブルの接続されていない端に、大抵は雷によって引き起こされる 非常に高いサージ (過渡) 過電圧が存在できるようにする。 現代的な鉄骨建築物はそのような大気妨害からのある程度の遮蔽を与えるが、 古い木造や煉瓦造の建物はそれほどではなく、露天においては全く与えられない。 半径2マイル (約 3km) 以内での雲間放電は 水平に引かれたケーブル・シールドに良く結合し、 1m 当たり 100V (長さ 10m で 1kV、100m で 10kV) を注入し得る。 雲間放電は、地上への雷撃よりも少なくとも 10倍はありふれている。 雷の専門家らは、シールド・ケーブルの接続されていない端で 雷雨に際して発生するアークを見ている。 従って、サージ防護デバイスが気前良く用いられない限り、 電子機器の信頼性の低下と安全上の危険の増大とが、 片端でのシールド接続を用いた設備の特徴となり得る。 設備によっては、ケーブル・シールドを RF コンデンサを介して接地に接続することは、 それらのコンデンサをサージによる損傷のリスクに曝すであろう。 電子システムの雷防護に関するより詳しいことは、[5] の 9章を読まれたい。

容量性のシールド ― 接地間接続は、 特に EESealTM のような良い製品を使用し、 また最良の容量を見付けるために時間をかけた場合、 そして特にそれらが平衡導体上の信号をフィルタするために用いられた場合 (追加のコンデンサが EESealTM のコストに加わる) には、既存の設備における個々の干渉問題に対する有用な「対策」となり得る。 しかし、上の全てを考慮して、 我々はケーブル・シールドの接地への接続のための RF コンデンサの使用を、 専門家用オーディオ相互接続に対する汎用的な用途に適切で、 技術的に効果的な、あるいは費用効果の良い手法として推奨することはできない。

IEC 61000-5-2:1997 [3] は、設備の EMC の達成のために 接地とケーブル配線で用いるベスト・プラクティスを述べており、 それは遠隔通信やコンピュータ・システムの設置に関する 最新の規格の多くで参照されている。 [4] と [5] は、[3] で述べられたテクニックに興味のある人々のための 追加の参考文献である。

Figure 2: A typical Cadac audio console
Cadac Electronics Ltd (Figure 2 を参照) のような、 一部の専門家用オーディオ製品の製造者、システム・インテグレータ、そして設置者は、 [3] が専門家用オーディオ設備に適用された際に非常に良く働くことに気付いている ―― それらを [1] や [2] に適合できるようにしながら、 非常に高品質のオーディオも達成する。 また、現代の環境の電磁雑音は上昇を続けており、 また専門家用オーディオやそれと一緒に配置される機器で デジタル処理がさらに使われるようになっているので、 EMC イミュニティ規格 [2] への適合が 良質のオーディオの達成のために重要となることが気付かれつつある。

[3] は、ケーブル・シールドを 360°RF 接続テクニックを用いて 両端で直接接続することを推奨している。 それは、電源周波グランド・ループ電流の大部分をシールドから逸らして その過熱を防止するために、必要であればシールドよりも低インピーダンスの 「並行接地導体 (PEC)」を使用することも推奨している。 PEC は、関係するケーブル (実質的にそのシールドと並列となる) の両端で 機器のフレーム/シャーシ/エンクロージャに接続されている限り、 専用の導体であっても、新しい、あるいは既存の金属構造物であっても良い。 多くの専門家用オーディオ設備には、 大抵は任意の所定の経路を辿る多数のシールド・ケーブルがある。 それらのシールド全てを両端で接続することは、 それぞれのシールドを流れる電流を著しく減少させ、 過熱を生じ得るレベルよりも低くするであろう ―― 従って、追加の PEC は不要であるかも知れない。

[3] の使用の非常に価値のある利益の1つは、 通常、ハムや雑音を最小限とするために 何百本ものケーブルのシールドの端のそれぞれを接続する最良の方法を見付けようとして 熟練した設置者が費している日々 (何週間にもわたることもある) が、 もはや不要となることである。 [3] で述べられているテクニックを用いるように設計され、 それに従って設置された製品は、 通常は ――設計によって―― 即座に素晴らしいオーディオ品質を達成する。 もしシステム/設備が変更された ――依然として [3] で述べられたテクニックに従いながら―― とすれば、ケーブル・シールド接地方式の高度の熟練による修正を必要とせずに、 再び素晴らしいオーディオ品質が自動的に達成される。

従って、[3] の使用は、 EU 内での合法的な供給のための EMC 適合性を持ち、 所望のオーディオ品質を持ち、 そしてその設置における相当量の時間 (そして金) を節約するような 製品やシステムの設計を可能とする。 製品やシステムで [3] を実現するために必要な 追加の材料費や組み立て時間は小さく、いずれにしても、 それが達成する時間と費用 (そして、さらにはオーディオ品質) の利益の方が 遥かに価値がある。

[3] で述べられているテクニックの効果的な使用は、 シールド内の 50/60Hz 電流がオーディオ回路に干渉することを防ぐために、 ケーブルのそれぞれの端に接続された電子機器で 全てのケーブル・シールドが その低インピーダンスのシャーシ、フレーム、キャビネット、 あるいはエンクロージャに直接接続されていることを必要とする。 このシールド接続テクニックは、それが EMC 適合性のためと同様に 大抵は適切な信号インテグリティの維持のためにも必要となる 遠隔通信やコンピュータ機器において、既に一般的となっている。

残念ながら、専門家用オーディオ産業において伝統的に用いられている ケーブル・コネクタの多く (例えば XLR) では、 シャーシ/フレーム/エンクロージャへの直接の 360°シールド接続は 可能となっていない。 その代わりに、それらはコネクタ・ピンの1つにシールドを接続する、 「ピッグテール」式の配線されたシールド ― シャーシ接続を必要としている。 [3] で、ピッグテールによるシールド接続は 非常に悪いプラクティスとして抜き出されているが、 ピッグテールの長さや引き回し、そして RF フィルタの使用などの 詳細にわたっての慎重な配慮は、 ある種の EMC 適合の専門家用オーディオ機器での 短いピッグテールの使用を可能としてきた。 強力なデジタル信号処理や高速データ・リンクを含む製品は、 どのような現実的な長さのピッグテールやコネクタ・ピンによっても EMC 適合問題を持つこととなるかも知れない。 シールド接続のためのピッグテールやコネクタ・ピンの使用は、 数年以内にそうなりそうであるように、 EU の EMC エミッション/イミュニティ試験が 1GHz を超えて拡げられた時には、 さらに問題となりそうである。

[3] に従うことで、EMC 適合性とオーディオ品質の双方に関して 非常に良い結果が達成されるにもかからず、一般には依然として 専門家用オーディオ産業はケーブル・シールドの両端での接続を非常に心配している。 何としてもグランド・ループを避けるという長年確立された伝統は、 ケーブルそのものへの雑音の結合によって ケーブル・シールド電流がハムと雑音問題を直接引き起こすという、 一般に持たれている見解をもたらしたようである。

著者らは、シールド電流によって平衡オーディオ・ケーブルに引き起こされる 雑音結合の詳細に関しての、 発表された論文、記事、あるいはデータを見付けられなかったので、 何故 [3] が専門家用オーディオ設備にそのような良い結果を与えるのかを見出すため、 いくつかのケーブルを試験することを決断した。

試験は 50Hz のケーブル・シールド電流の平衡信号導体への結合を測定するために 様々な平衡オーディオ・ケーブルに対して行なわれたが、 それらは以下で述べられ、また分析される。 これらの結果は著者らの考えを証明するものであり、 それらが他の専門家用オーディオやその他の産業の人々が大いに興味を持つ 価値あるものであることを望む。

3. 試験されたケーブル

5つの異なった種類のケーブルが試験され、 それらの既知のパラメータは並行接地導体 (PEC) のそれとともに Table 1 に示す。 それぞれのケーブルの両端には標準 XLR コネクタが取り付けられている。

Table 1: ケーブルのパラメータ
Table 1: Cable parameters

Figure 3a: Part of the 27.6 metre cable bundle route
Figure 3b: Another part of the 27.6 metre cable bundle route
ケーブル B、E、F、G、及び PEC は、 全て 27.6m の長さであり、1束にまとめられている。 この束は広いループとして床上に這わせたが、 この一部は Figure 3a、 及び 3b の写真に示してある。 ケーブル A、C、及び D はこの束に含められるほど長くなく、 それらについては少数の測定のみが行なわれた。 27.6m の束からのものと矛盾する結果はなかったので、 ここではケーブル A、C、及び D についてはこれ以上議論しない。

上で述べ、また Table 1 に示したように、ケーブル G は、 25芯ストレート多芯ケーブルの 14個の導体を一方の平衡信号導体を作るために接続し、 その 8個の導体を他方の信号導体を作るために接続して作られた、 人為的に平衡度を崩したオーディオ・ケーブルである。 3芯は未使用のまま残された。 これは、平衡信号導体が撚られていないこととともに、 24% を超える非常に悪い容量不平衡を与えた ―― おそらく、レガシーな設備を含めてでさえ、 かつて使わねばならなかったかも知れないものよりも遥かに悪いケーブルである。

4. 試験された信号源

Figure 4: The source and load connections used in the tests
広範囲の現実の信号源をカバーするために、 Figure 4 に示す4種類のシミュレートされた信号源が選ばれた。

a) 0Ω 差動インピーダンス、0Ω 同相インピーダンス。 信号源側の XLR の3ピン全てを短絡することによって達成されている。 これは、そのアンプがケーブル・シールドに直接接続された共通 0V レールを それぞれの信号出力の基準としている安価な電子ドライバ、 あるいはセンター・タップがシールドに接続された センター・タップ付きトランス巻線をシミュレートする。

b) 0Ω 差動インピーダンス、非常に高い同相インピーダンス。 信号源側の XLR の2つの信号ピンを短絡し、 ピン1 (ケーブル・シールド) には何も接続しないことによって達成されている。 これは、いずれも 50/60Hz における非常に高い同相信号除去比 (CMRR) を持つ、 「フローティング」電子ドライバ、 あるいは低インピーダンス・アンプで駆動されたトランスの 絶縁二次巻線をシミュレートする。

c) 200Ω 差動インピーダンス、非常に高い同相インピーダンス。 信号源側の XLR の2つの信号ピンのあいだに 200Ω の抵抗を接続し、 ピン1 (ケーブル・シールド) には何も接続しないことによって達成されている。 これは可動コイル (ダイナミック) マイクロフォンをシミュレートする。

d) 75Ω 差動インピーダンス、非常に高い同相インピーダンス。 信号源側の XLR の2つの信号ピンのあいだに 75Ω の抵抗を接続し、 ピン1 (ケーブル・シールド) には何も接続しないことによって達成されている。 これは、人気のある現代的な 8入力 32出力の総合オーディオ分配製品の1つである XTA Electronics 「DS800 Active Mic/Line Distribution System」 からのトランス出力の1つをシミュレートする。

有限の CMRR を持つ専門家用オーディオ信号源も存在するが、 それはこれらの試験ではシミュレートされていない。

5. 使用されたオーディオ試験装置

2台の専門家用オーディオ試験装置が使用された: Audio Precision AP2 コンピュータ制御オーディオ・テスト・セット、 そして由緒ある Radford Audio Noisemeter type ANM3 ―― いずれも、世界の専門家用オーディオ関係の技術者に 非常に良く知られているものである。 被試験ケーブルに対するこれらの等価負荷インピーダンスは、 上の Figure 4 に示されている。 オリジナルの製作状態では Radford は不平衡 (シングル・エンド) 入力を持っているが、 この Radford は平衡入力アンプの追加によって改造されている。

これらの2つの計測器は、被試験ケーブルの 中心導体上の差動信号を測定し、同相雑音を除去するために用いられた。 CMRR は、同相雑音を必要な信号上の不要な差動雑音に変える (同相 ― 差動変換)、 受信回路の不完全性の指標である。

これらの2つの計測器の CMRR 性能は下の Table 2 に示すが、 これらは高性能専門家用オーディオ機器の代表的なものである。 ラボにおいて 50/60Hz でより良い CMRR を持つ 平衡入力アンプを作ることは比較的容易である (Table 2 の最後の「特別な計装アンプ」のような) が、 50/60Hz での 80dB よりも良い CMRR に加えて 20Hz〜20kHz の全オーディオ周波数範囲にわたる良い CMRR を持つ、 販売に耐える製品を作ることはそれほど容易ではない。

Table 2: オーディオ試験装置の CMRR 性能
オーディオ試験装置 50Hz における CMRR
200mV 2V 5V
Audio Precision AP2
Serial #33276
100dB 91.5dB 85.9dB
Radford Audio Noisemeter ANM3
Serial #90928
(平衡入力改造)
82.3dB 82dB 74.6dB
特別な計装アンプ
(ケーブル F に対する追加試験のみに使用)
≧ 118dB ≧ 118dB 118dB

ケーブルの試験に際して、その良い性能にもかかわらず、 ケーブル B、E、及び F に対する試験結果の多くが 試験機器の CMRR によって制限されていることに気付いた。 これにもかかわらず、実際のケーブル性能は遥かに良さそうではあったものの、 危険側に誤るようにこの測定結果を用いた。 このアプローチはケーブルの性能を実際よりも悪く示したものの、 それらは現実的な専門家用オーディオ・システムにおいて それらのケーブルがどのような性能を達成するであろうかを示すことから、 これらの試験の結果を 実践的な専門家用オーディオ技術者にとってより適当で有用なものとした。

上のものに加えて、その他の様々な機器が用いられた: 例えば、真の実効値デジタル電圧/電流計、静電容量計、 ケルビン・ブリッジ式4端子ミリオーム・メータ、 オシロスコープ、クリップ式電流計など。

6. 使用した試験セットアップ

Figure 5: Test set-ups
Figure 5 に示すような3つの異なった試験セットアップが用いられた:

i)5A (場合によっては 10A) のシールド電流

ii)PEC とシールドを組み合わせたものへの 5A (場合によっては 10A) の電流

iii) シールド電流はないが、5V のシールド電圧

3つの試験セットアップ (i〜iii) のそれぞれについて、 4つのケーブル (B、E、F、及び G) のそれぞれのサンプルが、 4つの信号源側終端 (a〜d) のそれぞれを用いて試験された ―― 全部で 48個の独立した測定となる。

最初の組の試験 (i) では、 そのシールドの両端が保護接地ネットワークに接続されていて 端点間での電位差によるグランド・ループ電流の影響を受ける 長いケーブルをシミュレートするため、 5A、あるいは 10A の電流を被試験ケーブルのシールドに注入するために、 絶縁された 50Hz 電流発生器が用いられた。 そのような大きな電流は専門家用オーディオ設備では普通ではないと考えられるが、 グランド・ループ電流による差動雑音の増加の測定が難しいことから用いられた。 10A のシールド電流では、ケーブルが著しく暖まるのが認められた。

第2の組の試験 (ii) は、 その 27.6m のケーブルの束に含められた 6mm2 の PEC が [3] で述べられているようにケーブル・シールドと並列に接続されることを除き、 最初のものと同一である。 その PEC の低いインピーダンス (50Hz において) は、 注入された電流の大半が PEC を流れ、 シールドには僅かな電流のみが流れる結果とする。 この電流はケーブル・シールドと PEC の抵抗の比に従って分割されると考えられる ―― 後述のように、50Hz においては 異なった電流経路 (シールドや PEC) のインダクタンスは無視できる影響を持つ。

上の試験全てで用いられた電流は、測定を容易にするために同一の値に設定された。 しかし、実際の設備においては、 接地ネットワーク内の2箇所のあいだのインピーダンスを低減すれば、 それらのあいだの電位差が低減されるであろう。 この現実の挙動の影響は、9章、及び Figure 11a〜11d で詳細に議論する。

最後の組の試験 (iii) は、前と同じように引き回されるが シールドが信号源側のみで接続された長いケーブルをシミュレートする。 その両端の接地のあいだの電位差の影響をシミュレートするために、 この試験では負荷端の信号基準点とシールドのあいだに 50Hz 電圧を印加した。 試験 iii で印加された電圧は 5V であり、 これは専門家用オーディオ設備においては普通ではないと考えられるほど高いが、 これによる 5V 同相電圧が i や ii での電流注入試験によるものと同等であったことから用いられた。 片端シールド接続テクニックを用いる場合には、 通常はいずれの端を未接続とするかに関する選択があり、 このセットアップでは最悪条件をシミュレートした。

Figure 6: The test bench
Figure 6 は、27.6m の束の先頭で4種類の信号源を4種類のケーブルのそれぞれに接続し、 PEC をケーブル・シールドと並列に接続し、 27.6m のケーブルの束の末端で計測器をそれぞれの種類のケーブルに接続し、 そしてケーブル・シールドに電流や電圧を注入するために用いられた、 実際のセットアップを示す。 2つの光っている部分 ――「drive」と「receive」と記されている―― は、 エッチングせずに錫滅金した普通の銅クラッド PCB であり、 必要に応じて単に半田付けすることによって シールドや PEC を無視できるインピーダンスで 電流/電圧源に接続するために用いられた。

50Hz 電流/電圧発生器には、安全絶縁ステップ・ダウン・トランスを駆動する、 普通の主電源から給電される可変電圧トランスを用いた。 出力電流のモニタには、出力と直列にした 0.10Ω 電力抵抗器が用いられた。 50Hz 出力の波形歪み (大抵は頭が潰れる) のため、 試験電流や電圧は純粋な 50Hz ではなく、ある程度の主電源高調波を含んでおり、 この試験が現実の雑音性能をシミュレートすることを助けた。

7. CMRR によって分析された試験結果

試験の結果の比較を助けるために、 4つの信号源 (a〜d) のそれぞれと3つの試験 (i〜iii) のそれぞれについて、 ケーブル B、E、F、及び G の CMRR を計算した。 この結果は Figure 7a〜7d に示す。 この結果は計測器の有限な CMRR を含んでいるので、 ケーブルのみによる実際の差動雑音はこれらの値が示唆するよりも低いであろう ―― しかし、これは、単に我々の結果が、 現実に期待し得る CMRR 性能をより良く代表することを意味する。 PEC を用いた試験 (ii) に対しては、 ケーブル・シールドと PEC を組み合わせた CMRR を計算するために、 その CMRR は試験 i に際して測定された同相電圧に対して計算した。

Figure 7a: Cable CMRRs for source (a)
Figure 7a は、試験 i〜iii に対する信号源 a での CMRR の結果を示す。 試験 i においては、典型的なシールド抵抗は 0.5Ω 前後であり、 これと 5A の電流は 負荷端のシールドと平衡導体のあいだに 2.5V 前後の同相電圧を生じた。 試験 ii においては、 シールドに PEC を加えた抵抗は典型的には 0.08Ω 前後であり、 これと 5A の電流は 0.4V 前後の同相電圧を生じた (試験によっては 10A が用いられ、この代わりに 0.8V 前後の同相電圧を持った)。

Figure 7a に示された CMRR の値は、一般に、 他の信号源側終端によって達成されたもの (Figure 7b〜7c を参照) よりも低い。 これは、信号源をシールドに接続することは 負荷端におけるシールドと信号導体のあいだの同相電圧を最大とし、 これがオーディオ測定機器の有限な CMRR (良質の専門家用オーディオ機器で典型的な) によって差動雑音に変換されるためである。

Figure 7a〜7d は、特別に設計された計装アンプ (大抵の専門家用機器で典型的なものではない、50Hz で 118dB の CMRR) を用いてケーブル F に対して行なわれたいくつかの追加の試験も示している。 これらの試験は CMRR の 10〜23dB の改善を示し、 これらの試験で測定されたものがケーブルに試験計測器を加えた総合 CMRR であり、 ケーブル自身のものではないことを示している。

Figure 7a は、シールドに 5A を流された、両端で接続されたケーブルが、 同じケーブルで負荷端でシールドを終端しなかった場合と ほぼ同じ CMRR を達成することを示す。 しかし、PEC を追加した場合には、 電流が 10A の場合でさえもその CMRR は 10〜20dB 改善された。

試験 i や ii において、意図的な悪いケーブル (G) が 他の種類のものよりも極めて僅かに悪いだけであったことに注意されたい。 これは、その非常に大きい容量不平衡が著しい影響を与えることを、 信号源 a の非常に低い信号源インピーダンスが防いだためである。 Figure 7a の試験 iii での、その他の種類のものよりも高い性能は、 おそらくは、ケーブルの容量不平衡によって生じた差動雑音が、 試験機器の有限の CMRR によって生じた差動雑音を、 それらのあいだでの位相の違いによって部分的に打ち消したためであろう。

Figure 7b: Cable CMRRs for source (b)
Figure 7b は、信号源 b を用いた試験 i〜iii の3つの試験に対する CMRR の結果を示す。 負荷は有限の同相インピーダンスを持つものの、 この信号源は完全に「フローティング」であるので、 シールドと信号導体のあいだの同相電圧のほとんどは信号源側に現れ、 負荷端には信号源 a が用いられた場合 (Figure 7a) よりも遥かに低い同相電圧が現れる。

Figure 7b は、負荷端の計測器に印加される遥かに低い同相電圧 (通常は 20〜400mV) のため、 一般に Figure 7a よりも高い CMRR を示す。 シールドを両端で接続しての試験 (i) は、 信号源 b に対して最も悪い CMRR を持つ。 PEC を用いた試験 (ii) は、 i に対して 13dB 前後の、iii に対して 3〜14dB の改善を示した。

Figure 7c: Cable CMRRs for source (c)
Figure 7c は、典型的なダイナミック・マイクロフォンをシミュレートする、 フローティングの 200Ω 差動信号源 (c) を用いた試験を分析する。 差動信号源インピーダンスはゼロではなくなるので、 信号導体上の不平衡な雑音電流は、注入される差動雑音に対する、 信号源 a や b で持ち得たよりも著しく大きい影響を持ち得る。 結果として、ケーブル G ――意図的に平衡を悪くしたもの―― は、 シールド電流が流れているかどうかにかかわらず、 他のケーブルよりも遥かに劣った性能を持つ。

ケーブル G の最悪の結果は、 シールドが負荷端で終端されていない試験 (iii) に対して得られた。 シールドを両端で接続し (i)、また特に PEC と組み合わせる (ii) と、 ケーブル G はより良い CMRR の値を示した。 この結果は、極めて低品質のケーブルのシールドを両端で接続することは、 その同相雑音除去を改善する筈であることを意味する。

Figure 7d: Cable CMRRs for source (d)
Figure 7d は、フローティングの 75Ω 差動信号源 (d) を用いた試験の結果を示す。 この結果は、一般に Figure 7b7c のあいだとなる。 これは意図的な悪いケーブル (G) について特にそうであるが、 信号源の差動インピーダンスの 他の種類のケーブルに対する影響はそれほど顕著ではない。

Figure 7a〜7d に示した結果から、我々は、 シールドを両端で接続した場合の CMRR は、 通常はケーブル・シールドが 信号源側でフレーム/シャーシ/エンクロージャに接続されるが 負荷側では接続されない場合と同程度であると結論した。 しかし、ケーブル/PEC の組み合わせの CMRR は常に最良である。

そのオーディオ性能は 慎重で設備特有な片端シールド接続で達成され得るほど良くならないであろうから、 上の結果はケーブルの両端での接続は良いプラクティスとは なり得ないことを示している、と主張する人もいるかも知れない。 しかし、それは実際の設備とケーブルとの相互作用を無視しており、 単純すぎる主張である。

実際のシステムや設備は 接地電位差に対して有限な信号源インピーダンスを持ち、 我々のラボでの試験や上の計算で用いられた完全な電圧源や電流源ではない。 実際の設備においては、 ケーブル・シールドの両端での接続、及び/もしくは PEC の接続は、 異なった場所にある機器の接地間の電位差を低減し、 「接地雑音」効果を低減するであろう。 従って、両端でのシールド接続が 実際の応用で充分に良い結果を与えるであろうかどうかの予測のためには、 実際の「グランド・ループ」の テブナン等価信号源電圧や等価インピーダンスの知識が必要である。 この問題は、素晴らしいオーディオ性能を予測可能な形で容易に達成するために、 実際の専門家用オーディオ設備において シールドを両端で接続するテクニックを用いることができることを示す、 下の 9章で詳細に調査される。

8. ケーブル等価回路の分析

Figure 8: The equivalent circuit for a balanced autio cable
ここで述べた試験のあいだに我々が得た詳細な結果は、 その同相雑音がシールド電圧とシールド電流のいずれで引き起こされるものでも、 同相雑音の差動への変換に影響する全ての特徴を考慮に入れた 平衡ケーブルの等価低周波電気回路を述べられるようにした。 Figure 8 は、平衡ケーブルに対して我々が決定した 50/60Hz における等価回路、 そしてその信号源と負荷の等価回路を示す。

ケーブルの信号源は差動インピーダンス ZSDM を持ち、 その「足」のそれぞれは、回路の基準電圧 (接地) への、 妥当な CMRR 性能を持つどのような実用的な平衡回路でもほぼ同一となるであろう インピーダンス ZSCM1 と ZSCM2 を持つ。 現実においては、これらは Figure 8 に示されていない差動や同相の電圧源や電流源に関連する。 ケーブルの負荷は、差動インピーダンス ZLDM と、 同相インピーダンス ZLCM1 及び ZLCM2 (再び、実際上はほとんど同一) とによる、類似の等価回路を持つ。

平衡ケーブル自身は、それぞれの導体やシールドに直列抵抗を持つ。 50/60Hz においては それが所定の印加電圧においてシールドを流れる電流を制限することから、 シールドの抵抗のみがこれらの試験に関係する。 シールドや導体の自己インダクタンスは、 そのような低い周波数で顕著な影響 (10章を参照) を持つには小さすぎる。

浮遊容量

2つの信号導体のあいだ、 そしてそれぞれの導体とケーブルのシールドのあいだに、静電容量が存在する。 ZSDM に典型的に用いられる低いインピーダンスと 試験の低い周波数 (50Hz) のため、 この導体間容量はこれらの試験で測定されるケーブル性能においては重要ではない。 しかし、多くの種類の平衡信号源で存在するかも知れず、 また平衡負荷では普通である高い同相インピーダンスのために、 50/60Hz においてさえも、その2つの信号導体とシールドのあいだの 静電容量の値の等しさ (平衡度) は極めて重要である。

ZSCM1 と導体1の導体 ― シールド間容量は、 ZSCM2 と導体2の導体 ― シールド間容量と同様、 その信号源から生じる同相雑音に対する低域通過フィルタを形成する。 これらの2つの低域通過フィルタが同一の時定数を持つ限り、 信号源から生ずるいかなる同相雑音電圧も 負荷端での必要な信号上に差動雑音を生じることはない。

信号導体とケーブル・シールドのあいだに同相電圧がある場合、 それらのあいだの浮遊容量は電流の注入を生じるであろう。 もし、それぞれの信号導体に注入された電流が同一であり、 かつ信号源 (そして負荷) の同相インピーダンスも同一であったならば、 ケーブル・シールド上の同相雑音電圧は 必要な信号上の差動雑音を生じないであろう。

専門家用オーディオ機器においては、一般に 信号源や負荷の同相インピーダンスは精密に整合させられているので、 信号導体とシールドのあいだの浮遊容量の平衡度が重要となる。 これらの浮遊容量の整合は平衡ケーブルの容量平衡度として知られており、 ケーブル自身の上で発生する同相 ― 差動雑音変換の量を支配することから、 これは非常に重要なパラメータである。

実際の平衡オーディオ・ケーブルでは、 僅かなものが 1% よりも良い容量平衡度を達成しており、 大抵のものは 1%〜6% のあいだとなる。 従って、有限な値の差動信号源インピーダンスと 高い同相負荷インピーダンスがある場合には、 信号源やケーブル・シールドに存在する同相電圧は 必要な信号上の差動雑音に変換され、 オーディオ品質を著しく悪化させ得るであろう。

この調査のためには容量の不平衡は非常に重要であり、 これが著者らが 24% 程度という意図的に悪くした容量平衡度を持つように ケーブル G を作った理由である。 ケーブル G は、選択の余地がある限りは 誰も専門家用オーディオのために選択しないであろうほど 悪いケーブルをシミュレートするが、そのような悪いケーブルは ある種のレガシーな設備にまだ存在しているかも知れない (少なくともケーブル G とは違って撚られているであろうが) ものと理解している。

浮遊相互インダクタンス

これはケーブル内の2つの導体とシールドのあいだに存在し、 容量不平衡の影響と同様に、その不平衡がケーブル自身の上での 同相から差動雑音への変換を引き起こすことが予期される。 しかし、我々は (ここで述べたものよりも高い感度を持つ追加の試験の助けによって) シールドとそれぞれの信号導体のあいだの相互誘導結合は ケーブル・シールドの自己インダクタンスとほぼ等しい ――ケーブル 1m 当たりおおよそ 1μH―― ことを見出した。

シールドからそれぞれの平衡導体へのこの相互インダクタンスは、 双方の導体が正確に同じ長さだけシールドに覆われていることから、 必然的に非常に良く整合する。 我々の測定のいずれでも、浮遊相互インダクタンスの結果として ケーブル内で生じる差動雑音を検出することはできていない。 我々が検出することのできた相互インダクタンスの唯一の帰結は、 シールド抵抗によって引き起こされる同相電圧と比較して顕著なものではない、 シールドと平衡導体のあいだの小さい同相電圧である。 例えば、我々が 5A のシールド電流で試験した典型的なケーブルにおいて、 誘導結合した同相電圧は 43mV 前後であったが、 シールド抵抗による同相電圧は 2.5V 前後であり、50倍ほど大きかった。

我々は、ケーブル内での相互インダクタンスは、CMRR に対して (もしあったとしても) 非常に小さい実際的な重要性した持たないほど小さく、 また良く一致している (G のような極めて低品質のケーブルについてさえも) ものと結論する。 EMC のために両端で接続されたシールドによって グランド・ループ電流が流れた時に 平衡オーディオ信号に引き起こされる不具合がないことについて、 John Watkinson [6] が 1996年に書いた時、 既にこれを理解していたことに疑いはない。

ケーブルの相互インダクタンスの不平衡は、 ケーブルが継がれ、あるいは修理された時に シールドの 360°カバレージが損なわれたならば増加し得るが、 ピン1がシールドを担う XLR の相互インダクタンスにおける試験 (下を参照) は そのような修理から生じる相互インダクタンスは非常に低そうであることを示した。

シールド抵抗

シールドの抵抗は、シールド電流が流れた時に、 シールドの2つの端のあいだに電位差を発生させる。 これはシールドと信号導体のあいだに同相電圧を発生させ、 ケーブルの浮遊容量 (上を参照) に平衡導体への電流の注入を生じさせる。 そして、浮遊容量のあいだの不可避な不平衡は差動雑音を発生する (既に述べたように、信号源と負荷のインピーダンスに依存して)。

片端だけで終端されているシールドに対しては、 シールドと信号導体のあいだのいかなる電圧も、 ケーブルの全長にわたって一定である。 しかし、ケーブル・シールドが両端で接続されている時は、 内部導体から見たシールド電圧はケーブルに沿っての距離によって変化する。 Figure 8 に示された「集められた」ケーブル浮遊容量とシールド抵抗が 本当はケーブルの延長に沿って均一に分散していることを思い出せば、 シールドが両端で接続されたケーブルにその浮遊容量を介して注入される電流は、 シールドが負荷端で接続されていないケーブル ――負荷端での同一のシールド電圧に対して―― と比較して半分となる筈であると見ることができる。 この、シールドを両端で接続する利点は、 Figure 7c7d のケーブル G に対する結果でのみ検出できる ―― 他の試験においては、ケーブル内で発生する同相 ― 差動変換は 計測器で発生する同相 ― 差動変換によって覆い隠されている。

ケーブル終端における相互インダクタンス

Figure 8 はケーブルの終端での相互インダクタンスも示しているが、 これらは高電流が使用された場合においてもほとんど誤差に寄与しないように 試験のセットアップと配置によって最小化された。 しかし、オーディオ・ケーブルのシールドの終端の伝統的な手法 ――例えば XLR 内でそれをピン1に「ピッグテール」し、 さらにそれを器機内でピッグテールするような―― では、コネクタ内での非対称性や 2つの信号導体に対してのピッグテールの引き回しによって、 その終端の信号導体の1つとシールドのあいだの相互インダクタンスが 他方のそれよりも大きくなり得ることがわかる。

著者の1人によって行なわれた試験は、 ピン1がシールド電流を運ぶ XLR コネクタの嵌合ペアに対する ピン2と3のあいだの相互インダクタンスの不平衡は、 50Hz のシールド電流 1A 当たり 1μV よりも大きくない差動雑音を生じることを示した。 嵌合した XLR のピンの総延長は 50mm であった ―― より長い導体長は相互インダクタンスが不平衡となる機会の増大を生じ、 これは 11章で議論される。

[3] で推奨された設置手法を EMC 適合性の達成を助けるために用いている 専門家用機器の製造業者らや設置者らは、EMC 上の良い理由のために、 シールドのピッグテールを非常に短く保ち、 また機器のシャーシ/フレーム/エンクロージャに 直接接続しなければならないことに気付いている。 この分析は、この種の設計は優れた誘導性平衡のための必要条件でもあることを示し、 11章ではそれがグランド・ループがオーディオ回路の内部や近傍を流れて オーディオ品質を低下させることを防止することを示す。

Figure 9: RF Shielded XLR connector
XLR を用いる場合、誘導性平衡と EMC の双方の目的で、 シールド終端を改善できる。 大半の種類の XLR ケーブル・コネクタには、 ピン1に、従ってケーブルのシールドに短いワイヤで接続できる、 シェル接続用半田付けラグが用意されている。 ここでの実際上の問題は、非常に信頼できるものではないかも知れず、 また単一の点のみ (EMC のためには理想的ではない) となるかも知れない、 ケーブル側とシャーシ側のコネクタのシェルのあいだの機械的接触である; そして、シャーシ側コネクタの金属シェルと 機器のシャーシ自身とのあいだの接続そのものも、 塗装や陽極化処理によって損なわれるかも知れず、 あるいは2つの標準的な固定ねじ (EMC のためには理想的ではない) に 全面的に依存するかも知れない。 少なくとも1つの供給者が、 改善されたシールドの XLR ケーブル・コネクタを持っていると主張している (Jenving Technology AB ―www.jenving.se― の「Swift」) が、 完全な 360°RF シールド接続の いくつかの XLR ケーブル・コネクタを提供しているものは1つしか知らない ―― Figure 9 で分解図を示した Neutrik USA Inc. (www.neutrik.com) の「Digital XLR」。

ケーブルの両端のコネクタ内での 正しい 360°RF シールド接続テクニックの使用は、 特にワイヤレス・マイクロフォン、携帯電話、 あるいは無線 LAN の周波数において、EMC のために最良である。 その種のテクニックは シールド接続のためにピッグテールやコネクタ・ピンを使用せず、 従ってそれが与えるインダクタンス平衡は自ずと完全なものとなる。 UK においては、伝統的な NC3FX が £1.32 であるのに対して、 「Digital」メス型ケーブル・コネクタ NC3FXCC は 1,000個の場合で単価 £2.50 程度である。 伝統的な NC3MX が £1.10 であるのに対して、 「Digital」オス型ケーブル・コネクタ NC3MXCC は 1,000個の場合で単価 £1.56 前後である。 その EMC での利益は著しく高く、またより予測しやすいが、 両端での「Digital」 XLR の追加のコストは ピン1からシャーシへの妥当に効果的な RF コンデンサの追加と おおよそ同程度 (10,000個の発注量において) である。

Neutrik は彼らの「Digital」 XLR を デジタルの専門家用オーディオ信号での使用に向けて規定しているが、 それらはアナログの専門家用オーディオ信号のための グランド・ループの管理と EMC イミュニティの確保のためにも極めて適切である。 残念ながら、Neutrik は (まだ) シャーシ取り付けのための同等な 360°RF 接続 XLR コネクタを持っていないが、 彼らの B シリーズの部品は多数のシャーシ接続用外周スプリング接点 (E オプションは接点をさらに追加し、従って高い周波数ではより良い筈である) を持っており、メス型 B シリーズのいくつかは 多数のシェル接続用外周スプリング接点も持っている。 「Digital」ケーブル・コネクタとともに これらのシャーシ・コネクタを使うことは、 おそらく現時点で出来合いの XLR を用いて達成可能な最良の EMC 性能を、 そして 50Hz における最良の誘導性ケーブル平衡を達成するであろう。

不平衡ケーブルとの関係

シールドを還流信号導体として使用するケーブルについては、 Figure 8 から単にその信号導体の1つと それに関係する信号源/負荷抵抗を除去すれば、 50/60Hz における等価回路が得られる。 平衡導体の結合係数の不平衡や 信号源/負荷回路の CMRR による同相 ― 差動変換を もはや考慮に入れる必要がないことから、 シールドと中心導体のあいだの誘導性や容量性の結合、 そしてシールド上の電圧の信号への差動 (同相ではなく) での加算の影響は 計算しやすくなる。

シールド電流の信号導体への誘導性結合は ケーブルの自己インダクタンスとほぼ等しく、 典型的には 1m 当たり 1μH 前後であり、 信号上の直列雑音電圧は、 それらがシールド抵抗の 10倍よりも小さくない限りは 信号源や負荷のインピーダンスに影響されない。 シールドと信号導体のあいだの静電容量は 通常はケーブルのデータ・シートで見つけられる値であり、 信号回路中の雑音電流を発生させる。 信号上の雑音電圧に対するこの雑音電流の影響は、 信号源と負荷の並列合成インピーダンスが増加すると増加する。 誘導雑音はシールド電流よりも 90°遅れるが、 容量性結合雑音はシールド導体電圧よりも 90°進む。

ケーブル上の大抵のシングル・エンド電圧駆動不平衡信号は 100Ω の信号源インピーダンスを持ち、 その容量性結合は誘導性雑音結合と較べれば僅かであり、 これもシールド電流によって引き起こされる端点間のシールド電圧 (シールドは信号の還流経路に入っており、 シールド上の直列雑音は信号上の直列雑音と等しい) と較べれば僅かである。 シールドに 1A の電流が流れた 30m の長さのケーブルは 50Hz において 10mV 前後の誘導性結合雑音を受けるであろうが、 0.5Ω という典型的なシールド抵抗ではシールドに発生する電圧は 0.5V となる。

この等価回路を用いて、 ケーブル・シールドを信号還流に用いない 平衡信号テクニック (差動信号と呼ばれることもある) が、 低レベルの信号や高い信号雑音比のアナログ信号に対して、 雑音に関する極めて著しい利点を持つことを見るのは容易である。 勿論、これがこれらのテクニックが 10年以上にわたって 専門家用オーディオやデータ通信 (例えば RS485) で使われている理由である。 しかし、もし平衡信号を使うように再設計することが現実的でないのであれば、 実際のグランド・ループ電流は 有限の信号源インピーダンスを持つ (下の 9章を参照) ので、 そのケーブル・シールドを多数の他のケーブル、 及び/もしくは PEC と並列にすることで、 シールド電流が、従って雑音が低減されるであろう。

9. 建物の接地システムのインピーダンスの影響の分析

8章で述べたように、 ケーブル・シールドのグランド・ループ電流と信号導体のあいだの 不平衡な誘導性結合によって引き起こされる著しい差動雑音はない。 しかし、シールドの抵抗を流れる電流によって発生するシールド電圧は、 ケーブルのシールドと信号導体のあいだの不平衡な容量性結合によって 差動雑音の著しい上昇を引き起こす。 典型的な良質の専門家用機器では、ケーブルの容量不平衡による差動雑音は、 しばしば機器の有限な CMRR によって引き起こされる 差動雑音に匹敵するものとなる。 良い信号雑音比を達成しようとする時には 相互接続ケーブル上の同相雑音電圧のみが関係し、 シールド電流は無関係である。

上から、ケーブル・シールドの両端での接続から生じる差動雑音は、 信号源側でのシールド終端を用いるのと同等に悪いと考えるかも知れない。 だが、シールド電圧を発生する完全な電圧源 (0Ω インピーダンス) を用いて ラボで試験されたケーブルについてはこれは正しいであろうものの、 実際の設備は常にゼロではない接地インピーダンスを持つことから、 それは実際の設備に対して有効な結論ではない。

実際の専門家用オーディオ設備は、 何ダースもの、しばしば何百本ものシールド・ケーブルを含む。 それらの全てのシールドが両端で接続されているならば、 それぞれのケーブル・シールドに生じるグランド・ループ電流は非常に低くなり、 それらの並列となったシールド (そして PEC) の低インピーダンスは 様々な位置の接地電位差を著しく低減する。 差動雑音の発生を支配するのはシールドの同相電圧であるので、 [3]、[4]、[5]、及び [6] で推奨されているように 複数の「両端でのシールド接続」、及び/もしくは PEC を用いて 接地電位差を低減することは、 それに比例してシステムの差動雑音を低減するであろう。

充分なシールド接続が用いられ、 かつ/もしくは充分に低抵抗の PEC が採用されたならば、 最高品質のオーディオ・システムにおいてさえも、 接地電位差によって発生させられる差動雑音は無視できるものとなる。 これはオーディオにおける 「両端でのシールド接続」テクニックの大きな利点であり、 それはこの章でより詳細に議論される。

Figure 10: Overall equivalent circuit for ground loop
特定の設備の潜在的なグランド・ループ電流や接地電位を分析する際、 任意の2箇所のあいだの接地経路に対して「テブナン等価回路」を仮定できる。 この等価回路は、単に、2つの物理的位置の電位差に対するテブナン電圧源と、 それと直列となったテブナン信号源インピーダンスとから構成できる。 これは、ケーブル・シールドを両端で接続し、 かつ/もしくは PEC を用いた場合の、 現実の雑音性能の計算に使用できる全体の等価回路を作るために、 ケーブルの等価回路を 設備の保護接続システム (接地ネットワーク) と組み合わせた、 Figure 10 に示されている。

建物内の長いケーブルの端点間の接地電位差は テブナン信号源インピーダンスを持つので、 それはケーブルのシールドの両端での接続と そのシールドのインピーダンスの影響を受ける。 このシールドのインピーダンスを低減することは、 シールドを流れるグランド・ループ電流を増加させるが、 同相シールド電圧を低減する。 シールドと並列に PEC を接続することも同相ケーブル電圧を低減するが、 この場合には増加したグランド・ループ電流は PEC が負担し、 ケーブル・シールドの電流は低減される。

Figure 11a: CMRR versus earth impedance (a)
Figure 11b: CMRR versus earth impedance (b)
Figure 11c: CMRR versus earth impedance (c)
Figure 11d: CMRR versus earth impedance (d)
Key for figure 11a - 11d
Figure 11a〜11d は、PEC がある場合とない場合の双方について、 設備のグランド信号源インピーダンスと、 上で述べられたように試験されたケーブルの CMRR との関係を示す。 シールドが負荷端で終端されていないケーブルの CMRR は グランド信号源インピーダンス が変化しても変わらないが、 シールドが両端で接続され、かつ/もしくは PEC が用いられたならば、 達成される全体の CMRR は、グランド信号源インピーダンスの増加、 及び/もしくはシールドと PEC のインピーダンスの減少に伴って増加する。 ケーブルの CMRR の増加は、実際には、 全ての相互接続されたケーブル・シールドや PEC によって引き起こされる グランド・ネットワークのテブナン・インピーダンスの低下への反応として テブナン信号源電圧が減少していることを意味する。

典型的な専門家用オーディオ設備は所定の経路を辿る多数のケーブルを持つので、 Figure 11a〜11d を実際の設備のためにより適切なものとすることを助けるために、 その全てのシールドが両端で接続された 16本のケーブルの束と 断面 25mm2 の銅の PEC (これは典型的には 13mm のケーブル外径を持つであろう) に対して予測した CMRR の値を含めた。 25mm2 の銅の PEC は、単に両端で機器に接続して オーディオ・ケーブルをそれに沿って引く ([3] で述べたように) ことによって PEC としても使用できる、建物で見られる 多くの種類の鉄鋼やその他の金属構造のインピーダンスの代表である。

「16本のケーブルと 25mm2 の PEC」の CMRR 曲線は、 それぞれ適切な、 そして極めて低品質な平衡オーディオ・ケーブルの典型と仮定した、 ケーブル B、及び G についてのみプロットされており、 それらは PEC なしの 32本のケーブルについて引ける CMRR 曲線とかなり近い。 PEC なしの、シールドを両端で終端した 100本のケーブルは、 0.1Ω を超えるテブナン信号源インピーダンスにおいて、10dB 程度良いであろう。

Figure 11a〜11d は相当のデータを含んでおり、 それらがほとんど自己記述的であるものと望んでいる。 それらは、両端で接続されたケーブルの CMRR が グランド信号源インピーダンスが増加すると増加し、 またそれらの CMRR は、ケーブル・シールド、 及び/もしくは PEC のインピーダンスが減少しても増加することを示している。

Figure 11a の「16本のケーブルと 25mm2 の PEC」の曲線は、 100mΩ のテブナン信号源インピーダンスにおける その CMRR がシールドを負荷側で終端していない場合よりも 25dB 良く、 シールドを両端で接続した単一のケーブルよりも 20dB 良いことを示している。 しかし、その信号源インピーダンスが 1Ω の場合、 その改善は「負荷側でシールド終端なし」に対して 43dB、 両端で接続された単一のケーブルよりも 25dB 程度良いものとなる。

ケーブル G と 200Ω フローティング負荷 (この意図的に平衡を悪くしたケーブルにとって最悪条件) については、 Figure 11c は、11mΩ の信号源インピーダンスにおいては 両端で接続された 16本のケーブルと 25mm2 の PEC は シールドが負荷側で終端されていない場合よりも 25dB 程度良い CMRR を持ち、 1Ω の信号源インピーダンスにおいては 43dB 程度良いことを示している。

この議論は、専門家用オーディオ設備内の2箇所の接地間で、 50/60Hz における典型的なテブナン信号源インピーダンスは何で、 典型的なテブナン信号源電圧は何であるかという疑問をもたらす。 これらのパラメータに関する公表されたデータを見付けることは難しそうであるが、 少なくともそれらの値の有り得る範囲を予測することはできる。

典型的な専門家用ツアー用リグにおいては、 最短の電力ケーブルは通常は長さ 25m であり、 状況によっては 50m や 100m も用いられる (例えば、Rolling Stones の最近の「Bridges to Babylon」ツアーでは ステージとミキシング・デスクやレコーディング・トラックのあいだに 100m の長さのものが用いられた)。 ツアー用リグでは、 電力とオーディオのケーブルを同一の経路に沿って引くことがあり、 その場合には電力ケーブルの接地導体は シールドが両端で接続されたオーディオ・ケーブルのための PEC として振る舞うであろう。 スピーカー群に何十キロワットもの電力を供給する パワー・アンプ・ラックがある場合には 10mm2 のものが見られることもあるものの、 接地導体の断面積は通常は 5mm2 や 7mm2 である。

建物内には多数のレガシーな専門家用オーディオ設備が存在している。 例えば、英国国立劇場には、 250m 程度の長さを引かれている何本かの電力ケーブルがある。 現代的な固定型専門家用オーディオ設備 (そしてレガシーな設備の更新) においては、典型的には 放射状配電とともに 5mm2 や 7mm2 の導体が用いられるが、 大抵のレガシーな設備はより小さい断面積の電力/接地ケーブルを用いており、 環状配電を用いているものもあるようである。

従って、共通の電源フィードを共有する機器間に有り得る テブナン信号源インピーダンスの範囲は、 44mΩ (長さ 25m の 10mm2 導体) から 630mΩ (長さ 250m の 5mm2 導体) にわたるものと考えられる。 しかし、独立した電源フィードから給電される 2つの機器を相互接続するオーディオ信号の場合には、 これらはおそらくは二倍すべきであろう ―― それぞれ 88mΩ と 1.26Ω。

しかし、接地インピーダンスの値の管理に関する唯一の歴史的な要求は、 それに沿ったどこかで地絡が発生したならば 主電源フィードのヒューズやブレーカーが開くことを保証するために 充分に低いべきであるというものである。 ヒューズやブレーカーが確実にかなり速やかに開くためには、 通常はその公称定格の3倍の電流を必要とする。 従って、230V 系においては、30A 定格の電力回路は 1.27Ω 以下 (電力導体の 1.27Ω も許容して) の 保護導体インピーダンスを必要とし、 50A の回路においてはこれは 0.76Ω となる。 西欧においては、(少なくとも) 大抵の専門家用オーディオ設備においては 2つの機器のあいだの 50/60Hz テブナン接地インピーダンスは 44mΩ から 2.5Ω のあいだのどこかにあると仮定してもほぼ安全であろう。

逸話的な証拠は、専門家用オーディオ・システムにおいては テブナン 50Hz 信号源電圧は 1Vrms よりも遥かに低く、 典型的には 100mVrms 以下であるとする。 [2] のドラフト段階で、同相イミュニティ試験で用いられる試験電圧を -20dBμ (77.5mVrms) に下げることを正当化するために、 実際の設備においては そのような低い接地電位差が典型的なものであるという主張が 専門家用オーディオ産業によって用いられた。

北米の多くのレガシーな設備は 電力ケーブルに保護接地導体を含めて構築されてはおらず、 大抵は接地導体は様々な機器によって必要とされた時に 後から追加されてきたのみである。 そのような設備におけるグランド・ループ電流に対する テブナン信号源インピーダンスがどうなるかは推測によるしかないが、 それらは、44mΩ (太い接地導体が用いられている場合) から、 安全上の理由から保護接地を必要とするのに接地されていない 主電源を受ける機器の場合の数 kΩ の範囲となり得る。

Figure 11a〜11d は、 ほどほどに平衡したケーブル B について、 「両端で接続された 16本のケーブルと 25mm2 の PEC」 と平衡信号源 (a〜d) によって達成される最悪条件の CMRR の値が、 0.1Ω と 2.5Ω のテブナン接地インピーダンスに対して それぞれ 107dB と 135dB であることを示す 特に、関係する機器が 80dB の CMRR を持つと仮定されることを考慮すれば、 これらは非常に良い CMRR の値である。 大抵のライン・レベル・オーディオ信号において無視できる、 5μV の総雑音レベルに対しては、 100mΩ の接地インピーダンスでの 107dB という最悪条件の CMRR は 50/60Hz において 1.1Vrms のテブナン接地電位差を意味し、 これは 11A のグランド・ループ電流と等価である。 2.5Ω のテブナン信号源インピーダンスと 135dB という最悪条件の CMRR は 28V のテブナン信号源電位を意味し、 これも 11A のグランド・ループ電流と等価である。 そのような高いグランド・ループ電流は 極めて深刻な問題 (例えば、230V から保護接地への 150F、 あるいは 115V 系においては 300F の漏洩容量) を意味するが、 その場合でさえもオーディオ性能は素晴らしいものとなるだろう。 マイクロフォン・レベルの信号は 10章で議論する。

ケーブル G については、 「両端で接続された 16本のケーブルと 25mm2 の PEC」 と任意の信号源 (a〜d) の最悪条件の CMRR の値は、 0.1Ω と 2.5Ω のテブナン接地インピーダンスに対して それぞれ 102dB と 128dB である。 これらはこの最も酷い平衡オーディオ・ケーブルに対しては非常に良い値であり、 これもほとんどいかなる専門家用オーディオ設備においても 5μV を超えるレベルの雑音を生じそうにはない。 差動雑音に著しく寄与するのは同相雑音電圧のみであり、 この設置テクニックはそれを劇的に低減することから、 この方法で設置された場合には ケーブル G はケーブル B よりも極度に悪くはないことがわかる。

我々がシールドを両端で接続してケーブルの性能を測定していた際に、 結果の多くが我々の計測器の CMRR 性能 (平均で 80dB 前後) によって 制限されたことは既に述べた。 従って、Figure 11a〜11d の曲線は、 良い CMRR 性能の機器を用いた実際の設備の総合 CMRR の代表となる。 Figure 7a〜7d に示した、ケーブル F での「追加試験」によって示されるように、 専門家用オーディオ機器の CMRR を改善することは、 おそらくは適当な品質のケーブルで著しく低い差動雑音を達成するであろう。

オーディオ・システムが これらの試験で用いられた測定器よりも低い CMRR の機器を用いる場合、 シールドの両端での接続、及び/もしくは PEC の使用は、 ケーブル上の同相電圧を低減し、それに比例しての雑音の低減をもたらすであろう。 繰り返すが、[3] で推奨されたテクニックは、必要なオーディオ雑音性能を、 速やか、かつ容易に達成できるようにするであろう。

いくつかの専門家用オーディオ/ビデオ設備内の機器の金属シャーシ間での 70〜90V の電位差の、世界の多くの場所における既知の実例がある。 その建物の保護接続構造が杜撰でないならば、 そのような安全でない電圧はほぼ確実にそれを必要とする主電源給電機器に 保護接続導体が接続されていないことによって引き起こされる。

安全上の理由から接地すべき専門家用オーディオ機器の 保護導体を切り離すというプラクティスは、 それが明らかに引き起こし得る安全上の問題にもかかわらず蔓延している。 それは、大抵は、50/60Hz ハム問題を直そうとしているあいだに 時間やコストの限界に直面した際に行なわれる。 非接地機器の絶縁故障がない限り (あるいは故障するまで) は、 グランド・ループ電流は一般には 100mA よりもかなり下となる。 安全上の理由からそれを必要とする機器から保護接地導体を除去する人は、 その結果として何らかの死、障害、 あるいは損害 (例えば火災による) が生じたならば、 刑事罰、及び/もしくは民事訴訟の対象となり得る。 通常、大抵の国の安全衛生検査官らは、 そのようなプラクティスが使われているのを見付けた場合、 特にそれが公衆をリスクに曝しているならば、 いかなる施設でも即座に閉鎖させられる権限を持つ。

異なった物理的場所のあいだの接地電位に そのような大きな差が存在している場合には、 まず誤りを見付けて修正するための手順を踏むべきである。 しかし、――しばらくは安全上の配慮を無視して―― そのような状況において、 全ての影響されるケーブル・シールドを両端で接地に接続する (そして必要であればそれぞれのケーブルの束に対する PEC を用いる) ことは、オーディオ品質に対する完全に合理的な解決となる。 その接地電流のテブナン信号源インピーダンスは非常に高く、 おそらくは数 kΩ であるので、 単一のケーブルのシールドを両端で接続しても その信号に対する雑音問題は生じない (その機器の設計と組み立てが正しく行なわれている限り ―― 11章を参照) であろう。

10. いくつかの関連事項

シールドを両端で接続する際のケーブルの種類の選択

低いシールド抵抗は最も望ましい特性である。 良い光学的網羅率を持つ編組シールドはそれに多くの金属を含み、 従って単位長当たりの抵抗は低くなる傾向があり、 EMC のために最良のものとなる傾向もある。 二重編組や編組/金属箔は EMC のためにさらに良く、 通常はより低いシールド抵抗も持つであろう。

良い容量平衡度 (例えば 1% 以下) も望ましい特徴であるが、 一般には接続される機器の CMRR が 90dB 以上である場合にのみ 顕著な差を生じるであろう。

マイクロフォン・レベルの信号

120dB のダイナミック・レンジは、 通常は高品質専門家用オーディオ・システムの基準となる。 これは、フル・スケール・レベルが 10V、あるいはそれを超える 「ライン・レベル」専門家用オーディオ信号に対しては、 10μV に達する雑音レベルが全く許容可能であることを意味する。 しかし、マイクロフォン・レベルの信号のフル・スケールは 10mV 程度まで小さいものとなることがあり、 120dB のダイナミック・レンジの達成には 10nV 以下の雑音レベルを必要とし得る。

マイクロフォンは、 それを低周波雑音から (そして場合によっては RF 干渉から) 保護する、 それ自身の「ファラデー・ケージ」を持つ。 マイクロフォン・ケーブルのシールドを、 負荷端の機器 (マイクロフォン・アンプ) の シャーシ/フレーム/エンクロージャと同様、 マイクロフォンのファラデー・ケージに接続することは、 EMC 性能の最大化のために、 その信号に対する完全にシールドされた環境を作れるようにする。 マイクロフォンは常に「フローティング」デバイスであるので、 この両端でのシールド接続は、 そのケーブル・シールドにグランド・ループ電流が流れ得ず、 そのケーブルやアンプに同相電圧が存在せず、 そして同相 ― 差動変換が発生し得ないことを意味する。

しかし、マイクロフォン信号を多数の異なった機器に引くために用いられる 「マイクロフォン分配器」のために、 実際の設備内のマイクロフォン・ケーブルは 上の議論が暗示するよりも遥かに複雑となり得る。 それらの機器間のいかなる接地電位差も、 シールドが片端で接続されたマイクロフォン・ケーブルに同相電圧を生じ、 また (シールドの抵抗を流れる電流に伴って) シールドが両端で接続されたマイクロフォン・ケーブルにも 同相電圧を生じるであろう。 50/60Hz で 100mV の接地電位差を仮定することは、 120dB のダイナミック・レンジと 10mV のフル・スケール信号のためには、 マイクロフォン相互接続 (ケーブル + 機器) が 少なくとも 140dB の CMRR を達成する必要があることを意味する。 どのようなシールド接続手法に従ったとしても、 これは非常にトリッキーなものとなり得る。

良質の絶縁デバイスを含む分配器は常に薦められ、 最良の技術的アプローチは 分配に先立ってマイクロフォン信号をより適当なレベルに増幅することである。 これは、ミキシング・デスクの1つのチャネル、 あるいは上の試験の信号源 d でシミュレートされた XTA Electronics DSA800 (www.xta.co.uk、または USA では www.g1ltd.com) のようなアクティブ分配器によって行なうことができる。 信号源にできる限り物理的に近いところで低レベル信号を増幅することは、 最小コストでないとしても、常に最良の技術的解決である。

他のテクニックには、次のようなものがある:

我々は、EMC 適合の機器、システム、 そして施設の達成のために [3] の推奨に従うことは、 マイクロフォン信号に対して問題を生じる必然性はないと結論し、 現実の専門家用オーディオでの著者らの経験はこの見解を支持する。

ファントム・パワー

これは、XLR コネクタのピン1 (シールド用のピン) を 2本の平衡信号導体に印加された直流 48V 同相電圧の還流電流のために用いた、 マイクロフォンのための遠隔給電方式に与えられた名前である。

ファントム・パワーを運ぶケーブルのシールドが 両端で機器のシャーシに接続されているならば、 オーディオ周波数や RF において雑音問題は生じないであろう ―― ファントム・パワー電源の主電源絶縁直流出力が 単一の点 (通常は「スター接続点」) における 0V 出力端子からシャーシへの直接の接続を除き、 フローティング (0V や接地を基準としない) である限りは。

50/60Hz を超える周波数の影響

シールドと平衡導体のあいだの静電容量の不平衡が、 ケーブルでの同相 ― 差動雑音変換の主犯となることが示されている。 ケーブル終端の相互インダクタンスの不平衡は通常はより小さいが、 おそらくはさらなる同相 ― 差動雑音変換の著しい原因である。 周波数が 60Hz よりも高くなると、 これら双方はそれに応じてより大きな影響を持つであろう。

例えば: 周波数 550Hz (50Hz 主電源の 11次高調波であり、 主電源がどこでも波形歪みの増加の影響を受けていることから問題は増加している) は、50Hz でのケーブル性能よりも おおよそ 11倍悪い CMRR (20.8dB) を持つであろう。 オーディオ機器における主電源関連雑音の多くはハムではなく「バズ音」であり、 高レベルの高調波成分を示している。 [3] の推奨に従うことは、それが 50/60Hz に対して与えるのと同様の 性能上の利益を与えるであろう。

50/60Hz における誘導性インピーダンスの影響

上の議論と Figure 11a〜11d は純粋に抵抗性のインピーダンスを用いており、 電流経路のインダクタンスの影響はそのような周波数では低いことから、 これは 50/60Hz においては現実的な仮定である。 例えば、直径 6mm の接地導体 (これは、16mm2 の断面積と、 おおよそ 135A の典型的な連続電流定格を持つ) の 30m 方形ループは、おおよそ 200μH のインダクタンスと、 50Hz において 63mΩ の誘導性リアクタンスを持つ。 これは、そのループの3辺の 99mΩ の抵抗や 117mΩ (√(R2 + X2)) の総インピーダンスに匹敵する。 だが、30m 方形ループは非常に長い接地経路であり、 16mm2 の導体は大抵の接地導体よりも低い抵抗を持つので、 大抵の場合にはインピーダンスへの誘導成分の寄与は 50/60Hz では顕著なものとはならないだろう。

11. 「グランド・ループ」雑音の本当の原因は機器設計にある

[3] での推奨を用いて、 グランド・ループ電流が平衡ケーブルのシールドを流れるようにする (そして必要であれば適当な断面積の PEC を用いる) ことは、 長年確立された専門家用オーディオの雑音のレベルや品質を損なうことなく EMC を達成する単純な方法となりそうである。 これは、極めて低品質の 異常に平衡の悪いケーブルを使わねばならない場合には特に真である。

また、[3] に従うことは、要求される低いオーディオ雑音レベルを 全ての信号で実際に達成する組合せを見付けようとして、 立ち上げに際してケーブル・シールド終端を「いじり回す」ことを必要としない、 専門家用オーディオ・システムを設計し、設置することを可能とする。

では、なぜ平衡ケーブルのシールドを両端で接続するテクニックは、 専門家用オーディオ産業でそのような悪評を受けているのだろうか?

Figure 12: Poor equipment design causes most `ground-loop' problems
著者らには、この悪評の理由は、多くの専門家用オーディオ機器、 システム、そして施設で依然として用いられている、 極めて劣ったシールド接続プラクティスにあるように見受けられる。 伝統的な、そして依然として一般的なシールド接続プラクティスの例を、 Figure 12 に示す。

Figure 12 は、入力/出力アンプの 0V 基準へのケーブル・シールドの接続の、 専門家用オーディオでの一般的な設計プラクティスを示す。 外界から敏感なオーディオ回路の 0V 系の有限なインピーダンスへと 引き回されるグランド・ループは、 回路の基準に雑音電圧を生じさせ、それらのオーディオ信号を汚染する。 この問題は EMC の世界では「共通インピーダンス結合」として知られており、 EMC のために最良であるように、ケーブル・シールド電流が 機器のシャーシ/フレーム/エンクロージャに直接接続されているならば 発生しないであろう。

例: 幅 2.5mm (0.1 インチ) で長さ 12mm (1/2 インチ) の 「1オンス銅箔」の PCB トレースは 2.4mΩ の抵抗を持つ。 もしこの短いトレースがシールド (グランド・ループ) 電流を運んだならば、 その抵抗が 0V 上に生じる誤差電圧はシールド電流 1A 当たり 2.4mV となるだろう。 2.4mV は非常に高い雑音レベル (専門家用オーディオの用語で -50dBμ) であるが、 この例における 0V トレースの共有長は 12mm に過ぎない。 0.1 インチ幅の共有された 0V トレースは、 10μV/A の誤差電圧のためには 0.05mm の長さ、 10nV/A のためにはさらに短いことが必要となるだろう。 0V 経路上での誤差は、その 0V 経路を還流電流や基準電圧のために用いている 全ての信号上の同一の誤差電圧と正確に同じ影響を持つことを忘れないこと。

専門家用オーディオ機器のもう1つの伝統的な設計テクニックは、 全てのシールド・ピン接続をまとめて、 それらを最終的にシャーシに接続するために、 「シャーシ」トレース (あるいはワイヤ) を使うことである。 これらの「シャーシ接地」トレースは 0V から分離されているが、 ほとんど常に 多数の並行した信号や 0V のトレース (あるいはワイヤ) の近くに引かれ、 それらと磁気的に結合し、雑音電圧を上昇させる。 この問題は磁気結合クロストーク (あるいは浮遊相互インダクタンス結合) として知られており、 これは、EMC のためにも最良であるように、ケーブルが機器に入る点で ケーブル・シールドがシャーシ/フレーム/エンクロージャに直接接続されれば 事実上除去されるであろう。 磁気結合クロストークは 主電源リードの保護接地導体を流れる接地電流によって生じることもあり、 従ってこれは短く、 かつ他のどの信号導体からも充分に離して引き回されるべきである ―― 例えば金属ボディの主電源 EMI フィルタを正しく設置することで、 内部導体を全く使用せずに シャーシ/フレーム/エンクロージャに直接接続することはさらに良い ([4] や [5] を参照)。

ケーブル・シールドが回路の 0V に接続されることがあるが、 共通インピーダンス結合を防止するために一点接地テクニックが励行される。 そのような設計で (例えば) シールド電流 1A 当たり 10μV を達成することが いかに難しいかは上に示されているが、 この問題を乗り切れたと仮定するならば、 今度は 0V 系の分岐同士のあいだ、そして 0V の分岐と信号導体のあいだの 浮遊相互インダクタンス (磁気結合クロストーク) が 雑音電圧の注入の極めて顕著な源となり得ることがわかるであろう。

著者の1人は、長い直線状の電流の流れている導体と 100mm 方形ループのあいだの誘導性結合の測定を行なったことがある。 双方は、同一平面内 (例えば、PCB の導体間のクロストークをシミュレートする) に、 その方形ループの前縁を電流の流れている導体から様々な距離にして置かれた。 そのループは、長い導体内の 50Hz の電流に対して、 その前縁が 9mm 離れている時には 18μV/A、 21mm の距離では 9μV/A、そして 50mm では 6μV/A 前後をピックアップした。 PCB の下にある機器の底板をシミュレートするために、 1mm 厚の鋼板をその導体とループから 4mm 程度離してその面と平行に置いた時、 ループと長い導体のそれぞれの間隔に対して ループの結合電圧はおおよそ2倍となった。 より近い間隔、あるいは 検出ループの一部と重なり合った電流の流れている導体のループは、 誘導結合を増加させるであろう。 グランド・ループと敏感な機器内の他の導体とのあいだの誘導結合は、 明らかに極めて厄介なものとなり得る。

[6] と [7] の双方は、ケーブル・シールドを 機器のシャーシ/フレーム/エンクロージャに直接接続しないことによって 専門家用オーディオ機器に引き起こされる問題は、 一部の人々には 1995年頃から良く知られていたことを示している。

12. 結論

我々は、平衡オーディオ・ケーブルのシールドの両端を接続した時に グランド・ループによって発生させられる 50/60Hz 雑音に関する懸念は 根拠のないものであることを示した。 グランド・ループ電流は、 正しく設計された専門家用オーディオ機器にとっては現実の問題ではない。

この結合モードは小さい影響しか持たず、 また本質的に極めて良く平衡しているので、 平衡ケーブルのシールドを流れるグランド・ループ電流は、 シールドとケーブル内の信号導体とのあいだの誘導結合に伴う 差動雑音の著しい上昇を生じることはない。 (それぞれの端でのシールド ― シャーシ間接続の実践上の詳細に注意すれば、 そこで著しい誘導性結合を生じる必然性はない。)

平衡オーディオ・ケーブル自身での差動雑音の唯一の原因は、 平衡していないシールド ― 導体間容量に作用する、 シールドと信号導体のあいだの同相電圧である。 そして、これは ケーブル同相電圧が典型的な高品質専門家用オーディオ機器に印加された時に 引き起こされる差動雑音のレベルに匹敵する。

施設内の両端で接続されたケーブル・シールドの数が増加し、 かつ/もしくは低インピーダンス PEC が使われると、 施設内の接地電位差は低下し、従ってケーブル上の同相電圧も低下する。 典型的な専門家用オーディオ設備には多数のシールド・ケーブルが含まれており、 最高品質のオーディオが低コストで予測可能な形で達成されるように 接地電位差を低減する (相互接続の CMRR の向上と等価) ことを容易とする。 接地電位差の低減のために PEC を追加することもできる。

平衡ケーブルのシールドの片端のみでの接続に依存した 設計、組み立て、そして設置のテクニックは、 一部の人々がこのテクニックに対して獲得した熟練の水準にもかかわらず、 予測できない期間とコストを伴う長い立ち上げの後でのみ、 複雑な設備に対する良好な雑音性能を達成する。 もし、EMC 適合性の達成を助けるために、 もう一方の端でのシールドの接地への接続のために RF コンデンサが用いられたならば、 立ち上げの時間を短くし、あるいはより予測しやすくすることなしに、 材料費は増加する。

著者らの見解は、 ケーブル・シールドが両端で接続された時に観察されてきたいかなる問題も、 11章で述べたような悪い機器設計プラクティスによって 引き起こされたものである可能性が最も高いというものである。 良い設計プラクティスは、悪いものよりも多くのコストを必要としない。 それらは、ケーブル・シールドの RF シールド性能 (それは片端のみでのシールド接続テクニックによって犠牲とされる) を活用することで、低コストでの EMC 適合も可能とする。 不平衡信号やそのケーブルに対しても同様の結論を示せる。

EMC 指令への適合性の達成を助けるために、 全てのケーブル・シールドを両端で接続して (そして必要であれば PEC を使って) [3]、[4]、[5]、及び [6] に従うことは、 専門家用オーディオ (そしてその他の) 機器、システム、そして設備を 低コストで設計、構築、そして設置できるようにすることが示されている ―― そして、最良の雑音性能がごく初期から予測可能な形で達成される。

たとえ EMC 適合性が必要なかったとしても、 ケーブル・シールドを両端で接続することは、 伝統的な専門家用オーディオの手法と比較して、 相当量の時間とコストを節約し、またプロジェクトのリスクを低減するであろう。

13. 参考文献


The Authors:

Tony Waldron is Technical Manager for CADAC Electronics PLC. Sound Designer at The Royal Danish Theatre in Copenhagen (1979-81) and Head of Sound at The National Theatre, London (1983-89). http://www.cadac-sound.com.

Keith Armstrong is Senior Consultant for Cherry Clough Consultants. In the late 1970s/early 1980s he designed very high-performance analogue circuits for Neve mixing desks. http://www.cherryclough.com.


訳註 ―― この記事における分析の方法にはやや不自然な面があり、 また極めてわかりにくいように思われる。 また、用語の使い方にも多少の混乱が見受けられる。 特に、「CMRR」や 「グランド信号源インピーダンス」 (テブナン接地インピーダンス、 テブナン信号源インピーダンス、テブナン・インピーダンス) の扱いには注意が必要であろう。


Copyright (C) 2002 Nutwood UK Ltd.

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2002-05-18