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翻訳: T.Sato
私は、ハイブリッド自動車や電気自動車、電気推進、 「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明)、そして 太陽光、風力、海洋温度差、潮力などのための電力変換もカバーしようとする。
私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本への 適切な参照を示すであろう。
だが、主電源整流器の使用によって原材料費 (BOM) を増やすのであれば、 それが放射するスイッチング・ノイズと高調波/中間高調波への対処のため、 さらに BOM コストを上げることがしばしば必要となるだろう。
整流器のスイッチング速度が速くなれば放射されるノイズはより高い周波数まで拡がり、 従ってこのタイプのノイズは HF 整流器で大きな問題であり、 これは 6.2章でより詳しく議論する。
低周波 (LF) 整流器は 16.67Hz から 400Hz (大抵は 50Hz か 60Hz) の主電源周波数で用いられて 比較的ゆっくりとスイッチし、 従ってこのタイプのノイズはおそらくは RF ノイズのエミッションの主因ではないだろう。 もしそれが顕著な原因であれば、炭化ケイ素ショットキー整流子の使用は それを止めるであろう (ショットキーは少数キャリアを持たない)。 これは 1kV 以上の定格のものが入手できるようになり始めており、 勿論より高価であるが、私が人々に語り続けているように、 BOM コストだけで収益の出る販売価格が決まるわけではない ―― [12] を参照。
だが、LF 整流器でのノイズの最大の発生源は、 シリコン (PN 接合) 整流器が非線型デバイスである ――それをターン・オン (導通させる) のために必要な電圧は 0.7V 程度で、 順方向電流に依存する―― というところにある可能性が最も高そうである。 従って、ブリッジ整流器 (PN 接合であれショットキーであれ) は いずれの方向にも導通しない 1.4V 前後の「不感帯」 (PN 接合型の場合) を持つ。
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| Figure 5.1: 主電源ブリッジ整流器が発生する RF スイッチング・ノイズの抑制 |
ブリッジ整流器が主電源回路の一次側にある場合、 これらのコンデンサは安全定格を持つものでなければならない。 コンポーネント供給業者の過ちや欺瞞によって引き起こされる事故に対する責任を あなたの会社で負わないために、 全ての安全定格のコンデンサが実際に主張の通りのものであることを確かとすることが どうして必要かについては、[5] の 5.2.12章を参照していただきたい。
だが、もしブリッジが安全絶縁主電源変圧器の二次側にあるならば、これらのコンデンサは、 適切な最大定格に、そしてこれらのコンデンサのいずれかが故障した時に 火災や感電の危険を引き起こさないようにするための設計に適合しなければならないだけである。
Class B 伝導性エミッション限度への合格のためには、 これまで 1kW 以上の定格の 50/60Hz 整流器でのみ抑制の必要に気付いており、 その時は kW 当たり 100nF (非常に粗い推定で) を用いている。 だが、上のことが証明済みの良い EMC プラクティスであると主張することはできず、 従って、100W 以上の定格のコンバータを含む試作品では、 おそらく適切な X 定格のコンデンサの寸法に合わせたパッドを用意しておくことが良い考えである。 もしそれが必要でなければ量産版では省くことができるが、少なくとも、 非常にコストを要するものとなり得るそれからの変更は許されないプロジェクトの後の方での EMC 試験で必要だとわかった時に基板上にはその余地があることになるだろう ([5] の 4.1章の終わりの「anti-Murphy design」を参照)。
システムと設備での高調波を管理しようとする時、 ほとんどの人はより大きな負荷、 通常は 100kW 以上 (採鉱産業や船の主推進は 10MW の可変速駆動を使用し得る) の定格の可変速 AC/DC モータ・コントローラに集中する。
制御電子系との干渉に伴って深刻な安全問題を引き起こした高調波の良い例は、 2011年1月の EMC Journal (www.theemcjournal.com のアーカイブから入手可能) のバナナの皮 No.618 にある。
だが、現代的な電気設備においては負荷の全てが電子的なものとなり得るし、 [53] が示すように、携帯電話やラップトップの充電器、 小型高周波蛍光灯や LED 照明などの多数の低電力機器からの高調波エミッションの集合も、 相当のレベルの高調波歪みを引き起こし得る。
従って、私は常に全ての電子製品/機器設計者に、 IEC/EN 61000-3-2 や 61000-3-12 のような高調波エミッション規格が限度を設定していない、 あるいは非常に緩和された限度を許容している (全ての照明機器に対してそうしているように) 時であっても、彼らの主電源整流器からの高調波エミッションを低減するように推奨する。
高調波エミッションの低減はしばしば力率補償 (PFC) と呼ばれるが、 「力率」という用語を電力技術者が伝統的に用いているもの ――これは単に正弦波の電源電圧と正弦波の負荷電流とのあいだの位相角の余弦を意味する―― と混同しないことが重要である。 これはより正しくは「変位力率」と呼ばれ、線形負荷にのみ関係する ―― 勿論、整流器はそうではない。
我々は「真の力率」 ――単なる VA に対する W の比率―― に関心がある。
力率補償の広告を見る度に、それらが単にコンデンサについてのものであり、 変位力率補正のために適するだけであるということに気付く。 主電源にコンデンサを追加するだけで整流器の主電源力率を補償できた例はない。 (主電源への直列チョークの追加でいくらかの改善を得られるが ―― 下の 5.2.6項を参照)。
誤解のもう1つの原因は、IEC 61000-3-2 や -3-12 のような規格が、 その限度を特定の電源インピーダンスを仮定して決定していることである。 だが、現実には、特にそれが発電機から給電される時には、 実際の主電源配電システムは大きく異なるインピーダンスを持ち得る。 これは、ある kVA 定格の発電機は 同一の定格の HV 網変圧器よりも典型的には3倍から4倍高い電源インピーダンスを持ち、 従って同一の高調波電流ノイズが Vthd の顕著な増加を引き起こし得るためである。
従って、例えば、病院は国内 HV 網で動いている時には 通常の電気機器 (例えばモータ) や電子機器にとって通常は許容できるとみなされる値である 5% 以下の Vthd を維持するかも知れない。 だが、非常用発電機への切り替えがその AC 主電源の歪みを 10% 以上に跳ね上げさせた時、 著しい機能安全、火災、そして爆発のリスクを含む、機器の誤動作、表示や照明のちらつきで、 多くの不快な驚きを感じるかも知れない。
高調波/中間高調波による主電源の歪みの実際の問題は大きく、 照明のフリッカ、機器の誤動作から、任意の規模の火災や爆発に至る。 [8] は 23〜26ページでこの概要を述べるが、[7] は 7〜28ページでより詳細に踏み込んでいる (21ページあるが、A5 版で大きなフォントを用いているので、5分で全てを読める)。
だが、[7] や [8] が充分に強調していないことは、AC モータは、 AC 電源が所定の割合 (通常は 5%) よりも低い Vthd を持つという仮定で、 規定された最大温度まで動作するように設計されているということである。 主電源歪みがこれを超えれば、それは定格最大温度よりも熱くなり、 破局的な障害を引き起こす絶縁やベアリングの実際の故障を起こさなかったとしても、 動作寿命の低下をもたらす。
だが、より悪いことがある。 世界の工業地域の 30% 程度以上に爆発性の雰囲気があるとどこかで読んだ覚えがあり、 その温度クラス以上まで過熱した、あるいは潤滑油の蒸発に伴って壊れたベアリングを持つモータは、 これらの領域では火災や爆発を引き起こし得る。 そのような火災や爆発は巨大なものとなり得るし、 相当の死傷者と、運営会社とその所有者に対する相当の経済的損失をもたらし得る。 UK に限っても、UK の GNP を1年以上にわたって顕著に低下させた、 例えば Flixborough (http://en.wikipedia.org/wiki/Flixborough_disaster)、 Buncefield (http://en.wikipedia.org/wiki/Flixborough_disaster)、 Piper Alpha (http://en.wikipedia.org/wiki/Piper_Alpha)、 そして Texaco Milford Haven (www.hse.gov.uk/comah/sragtech/casetexaco94.htm) の爆発性の雰囲気の火災と爆発の災害を考えて欲しい。
これは、高出力可変速モータ・ドライブまでの多数の負荷を発電機で動作させる 様々な種類のガス/原油生産プラットフォームや掘削リグのような 洋上の爆発性の雰囲気で特に問題である。 その Vthd 限度は 5% や 8% と想定されるとしても、 その Vthd は 15% から 30% のあいだに、時にはより高くなり得る。
Ex 定格のモータ (そして同様のもの) の設計は、 温度上昇を制限し、その爆発性の雰囲気に適したものとするために、 通常は 2% の高調波歪み率 (HVF) (5〜6% 程度の Vthd) を基礎とするが、 多くのオペレータはそれが主電源が 5% 以下の Vthd を持つ場合に Ex 定格となるだけだということを無視しているようである。 高調波エミッションによって引き起こされる非常に重要な安全上のリスクが しばしば無視されているようであり、 これや類似の問題についてより詳しくは [54] を参照されたい。
DC 蓄積コンデンサと純粋な変動のない抵抗性負荷を持つブリッジ整流器自身は 高調波電流を生じさせられるだけであるので、 この章の表題は幾分誤解を招く (だが幾分かである)。 10kHz 以下の周波数範囲での負荷電流の変動は 非安定 DC 蓄積コンデンサである程度フィルタされ、それから整流器、そして主電源へと、 50Hz や 60Hz の主電源周波数に関係しない低周波電流として通過する。
従って、例えば、非常に高出力のオーディオ・システムは 音楽と同期したフリッカを近傍の街路灯に生じさせ得る。 そして、39Hz の PWM 出力周波数の可変速 AC モータ・ドライブは、 39Hz のみではなく 39Hz の高調波の中間高調波電流も主電源に放射する。 主電源高調波のエミッションがこの中間高調波のエミッションよりも 遥かに低いということさえあるかも知れない。
だが、ブリッジ整流器は非線型であるので周波数ミキサとして動作し、 主電源周波数 (50Hz や 60Hz、及び 50次を超えるその高調波全て) と 負荷電流のスペクトラム (例えば 39Hz と 50次を超えるその高調波全て) との相互変調積を発生させるので、 中間高調波の状況は実際にはこれよりも遥かに悪い。
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| Figure 5.2-1: 実際の高調波と中間高調波の例 |
それは、103.75Hz (50Hz の6次高調波から 39.375Hz の5次高調波を引いたもの) で 24A、 131.25Hz (50Hz の6次高調波から 39.375Hz の11次高調波を引いたもの) で 12A、 260.635Hz (50Hz の5次高調波から 39.375Hz の1次高調波 (基本波) を引いたもの) で 7.73A といったエミッションも示す。
中間高調波は 1Hz 以下にまで拡がり得るし、例えば Figure 5.2-1 は 25Hz (50Hz の6次高調波から 39.375Hz の7次高調波を引いたもの) で 8A 程度 の主電源エミッションを示す。
中間高調波ではなく高調波が主電源配電網の問題の問題の主因としばしば仮定されるが、 Figure 5.2-1 は、測定されたインバータについては主電源高調波は実際に非常に低いことを示す。 その主電源へのノイズ・エミッションはほぼ全て、39.375Hz の出力周波数とその高調波、 そしてそれらと 50Hz の主電源周波数とその高調波とのあいだの相互変調積である。
非常に狭帯域の測定システムを用いた、 主電源周波数とその高調波のみでのその主電源電流の測定は、 非常に低いエミッションを示したことだろう。 ある程度の経験を持つ実践的な技術者は、 それが適当かどうかを調べるために基本周波数での消費を自ずと確認することであろう。 それは、数百 kW の仕事をしているモータが 50Hz の基本周波数で主電源から 1A 以下しか消費していないことを示すので、 彼/彼女はそのようなデータを疑うであろう！
そのようなことが起きた時の最初の誘惑はいつでも、すぐに特許を取ることである ―― 無からのエネルギー！ だが、エネルギー保存の法則と矛盾するように見えるものは常に誤っており、これは 地球温暖化 (USA では「気候変動」と呼ばれることが多い) にとって残念なことである。
ほとんどの高調波測定システムは 近傍の中間高調波の多くを含めるのに充分に広い測定帯域幅を持つが、 エミッション全てが主電源周波数とその高調波でのみ生じたかのようにのみ表示する。 これが、実際にはそれが電力周波数変換器にとって最大の関心事かも知れないことを Figure 5.2-1 を示す時に、 一般に中間高調波が大きな関心事ではないと仮定される理由かも知れない。
高出力スイッチング・コンバータは 5kHz 以下のスイッチング・レートを持ち得るので、 主電源高調波と同じ周波数帯に現れ、そのように測定される。 例えば、Figure 5.2-2 は、 AC 600V 700kW 可変周波数 AC モータ・ドライブの IGBT チョッパの 2kHz スイッチング周波数が 主電源の 40次高調波として現れることを示す。 これは 50Hz の 40次高調波が正確に 2kHz であるためにそうなるだけであり、 チョッピング周波数が2つの高調波のあいだ、 例えば 1.975kHz に入った時にその問題の全レベルが測定されるかどうかは、 高調波測定器のその高調波周波数における帯域幅に依存する。
相とニュートラルのインピーダンスを流れる DM 電流は、 例えば Vthd (正しい分析はそれぞれの高調波成分によって生じる歪みの測定を必要とするが) で表現される、AC 電圧波形の歪みを引き起こす。
接地のインピーダンスを流れる CM 電流は機器間に電位差を生じさせ、 不適切な設計の電子機器に問題を生じる「グランド・ループ電流」と呼ばれるものを増加させる。 (電子設計がテスト・ベンチ上で機能上の仕様に適合することが 実際のシステムや設備で適合するであろうことを意味するわけではないが、 システムや設備で一点接地を用いることで「グランド・ループ」を切ることで 問題を解決しようという試みはあらゆる種類の EMC 問題を引き起こす ―― [5] の 4.6.8章、[61]、[62]、及び [63] を参照。)
上で述べた全てのテクニックは DM 高調波のエミッションを低減し、 AC 主電源の Vthd を低減するであろう。 現実に CM 問題に出会うまでは、往々にしてこれが誰もが考える唯一のことである。 だが、それらのテクニックの一部のみが CM 高調波ノイズの低減のために働く。
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| Figure 5.2-2: バナナの皮 No.618 での主電源波形の例 |
Figure 5.2-2 のキャプションが示すように、 700kW クレーン・ドライブの一台が動作している時、 プラットフォームの発電機の AC 主電源のそれぞれの相の DM ノイズは 100V p-p 程度 (黒、赤、そして青の波形) で、接地の CM ノイズ (緑の波形) もそうであった。
この CM ノイズはクレーン制御電子機器を誤動作させ、 明らかな安全上の問題を持つ、クレーンの激しい揺動を引き起こした。 プラットフォーム上のクレーンの一部は他のものよりもひどい影響を受けた。
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| Figure 5.2-3: クレーン・モータ・ドライブからの CM ノイズへの対策 |
これらの絶縁変圧器は DM 高調波電流に対しては何もしなかったので、 クレーンが動作している時のプラットフォームの AC 主電源の Vthd は同一のままであった。 だが、緑の波形は今はほとんど平坦となった ―― CM 電流、従って接地ノイズ電圧は、変圧器によって 20dB 程度低減された。
低域通過フィルタは 50Hz や 60Hz で相当の電力を浪費して熱くなることなしに 低次の高調波の高い減衰を与えることは不可能であるので、高い減衰が必要な場合、 3次や他の低次の高調波に同調した「共振トラップ」を用いるのが通常のプラクティスである。
それは同調周波数で非常に低いインピーダンスを与えるために主電源と並列に用いられ、 かつ/もしくは同調周波数で非常に高いインピーダンスを与えるために主電源と直列に用いられる。 伝統的な低域通過フィルタは、 通常は7次以上の高調波エミッション全てを減衰させるために用いられる。
設備での高調波の低減のために共振トラップ・フィルタが用いられる時、 高調波周波数に正確に同調させないのが通常のプラクティスである。 施設の全ての条件の動作をカバーする詳細な現地調査に基づいて、 システム共振に伴う電圧の不安定性のリスクを増加させないように、 フィルタはその高調波の片側か反対側に同調させられる ([7] の 44〜46ページを参照)。
従って、システムや設備で受動高調波フィルタを使用したいのであれば、 自分でやろうとするのではなく、 同様のタイプのシステムや設備での実績のある専門家 (照会先を尋ねる) を雇うことを常に推奨する。
典型的には洋上を含む世界の大型のシステムや設備で用いられている、 伝統的な受動フィルタとは異なる、もう１つの種類の受動高調波フィルタがある。 「ワイド・スペクトラム・フィルタ」と呼ばれるそれは、 共通のコアに巻かれ、小さいコンデンサ・バンクの取り付けられた、 多枝のインダクタ (チョーク) に基づく特別な設計を用いる。
これらのフィルタは負荷と直列に接続され、製造業者によっては、 Ithd を 5% 程度まで低減させられる。 ある製造業者は、AC や DC のモータ・ドライブとともに用いるための、 3,000kW 近くの定格のこのフィルタを供給している。 受動で線形であるので、それらは EMI エミッションを何ら加えない。 このようなワイド・スペクトラム・フィルタを Google で検索すると www.mirusinternational.com/pages/lineator.htm や www.harmonicsolutions.co.uk/solutions/solutions1.html が見付かり、 おそらくこれらはこの技術について学び始める良い場所であろう。
中間高調波の受動フィルタは、コンポーネントの物理的寸法のため、 100Hz 以下の周波数ではますます困難かつ高価になり、 主電源周波数の ±20% 以内の中間高調波のフィルタはフィルタでの電力損失のために困難である。
これは非常に奇妙に思える。 私は電気的リアクトルはリアクタンス性インピーダンスを発生するコンポーネントと考え、 これはインダクタと同様にコンデンサもそうであることを意味する。 だが、システムや設備における一般的な用法は、 「リアクトル」はインダクタ (チョーク) を意味し、 「リアクタンス」は誘導性インピーダンスであるが、 コンデンサはコンデンサであり、容量性インピーダンスを生じるというものである。 それは誤解をもたらし得る誤った用語の使い方であるので、注意して欲しい！
さて、予定に戻ろう...
電子技術者は、 ブリッジ整流器と非安定蓄積コンデンサのあいだの DC レールへのチョークの追加に関する、 [5] の 10.4章を参照されたい。 この手法は、チョークの設計に依存して、 DC、及び/もしくは CM 高調波エミッションに対して働く。
勿論、システム/設備技術者は、 保証を無効とする (そして、おそらくは信頼性を著しく低下させもする) ことなしに、 購入した機器の DC レールに直列チョークを追加することはできない。
だが、購入した機器の AC 主電源に直列チョークを加えることはでき (またそうしており)、 この一般的なテクニックは [5] の 392ページ、 [7] の 51〜52ページ、そして [3] の 49ページで述べられている。
機器の内部の DC 電源への DC チョークの追加ほど強力ではないものの、 それでも制御室のモータ・ドライブの入れ替えが その施設の G5/4-1 ([56]、[57]、[58] を参照) への適合を妨げないことを、 従って国内高圧網への接続を許されることを確かとしようと奮闘している時に 有用なテクニックである。
それは、爆発性の雰囲気の区画のモーターが、 存在している燃焼性のガスや蒸気を発火させ得るほど過熱し、 多くの人を殺して企業の1〜3年の収入を危うくし得る 火災や爆発を引き起こすのを防ごうと奮闘している時にも有用なテクニックである。
直列チョークが 100Hz 以下の周波数の中間高調波を顕著に低減することは期待できない。
私は真空管回路の時代にティーン・エージを過ごしたほどの歳である。 整流管は、それがなければ発生するであろう電流ピークを扱えなかったので、 常に非安定電圧蓄積コンデンサのあいだに直列チョークを付けて設計された。 このチョークは典型的には機器の主電源降圧変圧器の半分程度の大きさとなろう。
私は今でも、大きくて熱い真空管の 小さいエポキシのブロック ――最初のシリコン整流子―― での置き換えの興奮を、 そして、それは大きく、重く、高価であり、 新しいシリコン整流子はそれなしでピーク電流を扱えるであろうことから、 直列 DC チョークの使用をすぐに止めたことを思い出せる。 直列チョークを使い続けてさえいれば、 高調波エミッションを制御する必要もなかったことだろう！
このためにはディスクリート部品を使う必要があったが、 今は、UCC28070 と UCC28060 を含む、 このテクニックのために特に設計されたいくつかの PFC コントローラがある。
これはシステムや設備のエンジニアリングに適当なテクニックではなく、 DM と CM の双方の高調波電流に対して働く。
これは電力変換器から分離された整流器を指定/購入するシステム/設備技術者にも適当である。 その整流器は多数の電力変換器の共通 DC バスとなる「DC リンク」を与え、 例えば1台の 10kW 整流器が 10台以上の 1kW モータ・ドライブを駆動する DC リンクに給電するかも知れない。 システムや設備に関係する参照は、 [7] の 58〜60ページと、[3] の 21ページのちょっとしたコメントである。
単相の VSD と VFD は、既に述べた3の整数倍の高調波を含む、 奇数次の電源高調波全ての放射を生じる。 4線システム (すなわち 3相 + N) においては、 3の整数倍の高調波は中性導体上で算術的に加算され、 局所的な電力品質と機器の動作に顕著な問題を引き起こし得る。
だが、適度に低歪みの主電源で動作する3相 (6パルス) ドライブでは、 その中で最も重要なのは3次と9次である、3の整数倍の高調波のレベルは非常に低い。 3次がないことは、整流器の高調波エミッションの良い低減を得るために AC で電源で直列インダクタ (上の 5.2.6章を参照) を用いることを著しく容易にする。 スターとデルタの二次巻線を持つ変圧器は それぞれのスターとデルタの巻線のあいだに 60°の位相差を持ち、 従ってそれぞれの二次巻線から2つの三相ブリッジに給電して それらの非安定 DC 出力を繋げば6相 (しばしば12パルス) 整流器を作れる。
12パルス整流器は5次と7次の高調波のエミッションを顕著に低減し、 主電源での最初の顕著なエミッションは11次となる。
60°以外の位相差を作り、12パルス (6相) よりも多くのブリッジを作るために、 「ジグザグ」変圧器と呼ばれるもの [59] を用いることができる。 例えば、共通の DC レールに給電する、 30°位相差を与える巻線を持つ主電源変圧器と4組の3相整流器を用いた24パルス整流器が作られ、 11次と13次の高調波を顕著に低減している。
だが、整流器の数が増えると、このテクニックが効果的となるためには 良く平衡した低歪みの主電源に対する要求は増す。 車両、船舶、そして洋上プラットフォームの AC 発電機は しばしば非線型負荷で高い負荷がかかっており、 結果的にひどく歪んだ主電源を持ち、このテクニックの使用を困難とするが、 適当なフィルタとともに12相 (24パルス) 整流器をうまく使えている ―― American Bureau of Shipping のガイドライン [60] を参照。
5.2.6章の DC チョーク法は、3相以上の整流器とともに用いることで高い効果を上げられる。 所定の高調波減衰のためには、同じ定格の単相整流器で必要となるものよりも かなり小さいものが必要となるだろう。
上で述べたテクニックの一部は何十年にもわたって用いられているが、 昔ながらの普通の整流器の変わりに IGBT を用いる 「アクティブ・フロント・エンド」 (AFE) テクニックは 執筆の時点 (2011年9月) で比較的最近開発されたものである。
その IGBT はモータへの PWM を駆動するチョッパのように高いレートでスイッチされるが、 高周波 PWM を平滑化する直列インダクタを通った後で 実質的に線形な (すなわち抵抗性の) 負荷として主電源に現れるように、 強力な信号処理と制御ソフトウェアがスイッチングの順序とタイミングを塩梅する。 AFE は主電源への低いエミッション (< 5% Ithd) を達成できると主張されている。
だが、AFE はこれを電源上の AFE ブリッジのスイッチング周波数での顕著な高周波の高調波電流、 10kHz から 100kHz でのより高い EMI エミッション、 そしていくつかのその他の EMC 問題の負担のもとで達成している。 AFE 整流器は直列デバイスであるので、総負荷に対する定格を持たなければならない。 これは勿論機器選択の問題であり、 他の形ではシステム・インテグレータや設置業者の管理下にはない。
産業誌の様々な記事を読むのはいつでも楽しいものであり、 そこでは、AFE を用いたモータ・ドライブやその他の製品の供給者と 高調波低減のためのその他のテクニックを用いた供給者が、 どちらのアプローチがより良いか、あるいはより費用効果が良いかを論じている。 時に、そのようなやりとりから何かを学ぶこともできる。
AFE テクノロジの興味深い側面の1つは、 適切な IGBT ゲート・スイッチング・パターンを用いることで、 それが双方向の電力伝送も与えられるということである。 例えば、モータ・ドライブで用いられたならば、 回生ブレーキでのモータからの電力を AC 電源に戻すことができる。
私は、PV が全負荷を供給できるだけ充分に日射が強くない時に PV 電力に主電源を加えるためにそのようなテクノロジを用い、 利用可能な太陽光電力が負荷の要求を超える時に国内電力網に電力を流すこともできる、 太陽光発電パネルのためのコンバータの仕事をしたことがある。
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| Figure 5.2-4: 「アクティブ・フィルタ」と呼ばれるものの動作原理 |
私はこれを逆高調波注入テクニックと呼ぶが、 主電源配電網から高調波汚染を除くことを意図した製品の製造業者は「アクティブ・フィルタ」と呼ぶ。 だが、そのテクニックも製品も実際には主電源をフィルタするような何かをしているわけではない ―― Figure 5.2-4 を参照。
このテクニックはスイッチ・モード AC/AC パワー・インバータ・テクノロジを用い、 相の不平衡や歪んだ電源波形に比較的耐性があるような、 すなわち機器からのエミッションに対して働き、 それが接続された主電源配電網全体を補正しようとしない形で適用できる。
アクティブ・フィルタは製品の主電源に高調波エミッションの低減のために組み込めるが、 より一般的にはシステムや設備の高調波電流 (従って高調波電圧歪みのレベル) の低減のために用いられている。 例えば、受動の高調波フィルタと同様、それらは次のものに適用できる:
問題を悪化させるほど高い高調波エミッションを持つ、 あるいはその良くない EMC のために新たな問題を生じる、 あるいは信頼性の低過ぎる電動発電機や UPS に注意すること。
電動発電機や UPS の、著しく歪んだ主電源に対処しなければならない側は、 その高調波に対する適切な定格を持たなければならず、 定格アップについてはこの章の後の方で述べる。
単相整流器は3次の整数倍の高調波を発生し、 これは3相 AC 主電源配電システムで加算的に加わるので、 負荷の大半が単相である設備においては、 3次高調波が通常は最大のレベルを持ち、最も多くの過熱問題を生じる。
ある主要なトンネル照明方式に影響するこの問題の例を [7] の Figure 11 と 12 とそれに関係する本文に示しており、 それは私が過去 21年のあいだに働いたことのある そのトンネル照明方式の高調波問題の1つに過ぎない。
三相をスター・デルタ変圧器に通すことは DM の3次の整数倍の高調波を減衰させ、 各相の3次の整数倍の高調波の平衡が良ければ、その減衰も良くなる。 だが、3次の整数倍の高調波のエネルギーは変圧器のデルタ巻線のゼロ相磁束として循環するので、 それが過熱し、あるいは信頼性を損なうことなしに余分な鉄損や関係する損失を扱えるように、 変圧器の定格を上げることが重要である。
レガシーなシステムや設備においては、定格を上げることは、 他の全てが失敗するまで残しておく、高価な選択肢である。 だが、新しい建物においては、それは時には高調波に対処するための最も容易で信頼できる、 おそらくは最低のコストでさえあるかも知れない手法となる (カーボン・クレジットは手に入れられないだろうが)。 本質的に、我々がやることは、様々なブランチと全 AC 電源配電網の高調波電流負荷を計算し、 それから高調波電流と高調波で歪んだ主電源電圧によって発生する追加の熱を扱えるように、 ケーブル、変圧器、モータ、過電流保護、 そしてその他の主電源で給電されるコンポーネントを設計することだけである。
[7] の 9ページ、19ページ、及び 20ページは、 導体と変圧器の定格を上げるための計算の、いくつかの簡単な式を示す。 だが、他の全てのものの定格をそれに応じて上げない限り、 決して過電流保護デバイスの定格を上げないこと ―― 以下の 5.2.14章を参照。
電気技術者はしばしば、kA までの電流を測定できる電流クランプが付けられた 安価なマルチメータを与えられる。 しばしば、レガシーな設備の 古くエネルギー効率の悪いプラントが新品の電子制御プラントに置き換えられると、 ケーブル上の電流の測定がその電流定格内にあることを示すにもかかわらず ヒューズやサーキット・ブレーカが開き始めるのに気付くことがある。
通常の解決策は過電流保護の定格を上げることであるので、 それはメータが 100A を超える電流を示した時にのみ開くことから、 100A の電流 (安価なマルチメータとその電流クランプで測定した時) を運ぶ、 130A サーキット・ブレーカで保護された 100A ケーブルを見付けるかも知れない。
次に見付けることは、特定の箇所で、ケーブル絶縁が過熱によって劣化し始めることである。 運が良ければ、これを (おそらくは大きな) 火災や爆発の前に発見するであろう。
問題は、安価なマルチメータは平均値応答型であり、 純粋な正弦波を用いた時に RMS を示すように校正されていることである。 例えば著しいレベルの高調波歪みを持つもののような、 純粋でない現実の主電源波形を測定する時、それは 30% ほど低い値を示し、 従って現実の電圧や電流の加熱効果を 70% 近くに過小評価し得る。
今日、機器、システム、そして設備の全ての電気測定は、 少なくとも 2kHz (望ましくは 5kHz かそれ以上) までの周波数範囲を持つ 真の実効値のメータを用いなければならない。
ヒューズであれサーキット・ブレーカーであれ、熱式過電流保護デバイスは、 任意の歪んだ電流波形に自ずと完璧に正確に応答する。 だが、磁気式やその他のタイプの過電流保護デバイスは、 少なくとも 2kHz (望ましくは 5kHz かそれ以上) までの周波数範囲を持つ 真の実効値の応答を持つ電子回路を用いているのでない限り、 歪みのレベルと種類によって変化するトリップ応答を持つであろう。
従って、それが保護するケーブル、変圧器、モータ、あるいはその他の機器の電流が それが開く必要があるよりも低いように見える時に ヒューズや熱式のサーキット・ブレーカが開くという問題がある時には、 常にその過電流保護デバイスを信じ、なぜ電流を低過ぎると考えるのかを問わなければならない。
この重要な信頼性と安全上の問題についてより詳しくは、 [7] の 15ページ、15ページ、19ページ、そして 43〜44ページを参照されたい。
[5] "EMC Design Techniques for Electronic Engineers", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK Nov. 2010, ISBN: 978-0-9555118-4-4, from http://www.emcacademy.org/books.asp.
[7] "Mains Harmonics", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[8] "Mains Power Quality", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[12] "BOM cost and profitability", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 82, May 2009, pages 32-34, available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from http://www.emcacademy.org/books.asp
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[53] "Large Number of Small Non-Linear Power Consumers Causing Power Quality Problems", by Roelof B. Timens, Frits J. K. Buesink, Vladimir Duk, Joseph F. G. Cobben, Wil L. Kling and Frank B. J. Leferink, EMC Europe 2011, 26-30 September, York, UK.
[54] "A brief look at offshore power quality", Ian C Evans, EMC-UK 2011 conference session on "EMC in Buildings and Infrastructure", October 11, 2011, http://www.emcuk.co.uk/conference
[55] "Power System Harmonics, Part 4: Interharmonics", by R Yacamini, IEEE Power Engineering Journal, August 1996. The IEE is now called the IET, and for its library contact http://www.theiet.org/library.
[56] Engineering Recommendation ER G5/4-1: "Planning levels for harmonic voltage distortion & the connection of non-linear equipment to transmission systems & distribution networks in the United Kingdom", The Electricity Association, 2001, http://www.electricity.org.uk, Energy Networks Association, http://www.ena-eng.org
[57] Engineering Technical Report ETR 122, "Guide to the application of Engineering Recommendation G5/4 - in the assessment of harmonic voltage distortion and connection on non-linear equipment to the electricity supply system in the UK", The Electricity Association Services Limited, http://www.electricity.org.uk
[58] "Managing Harmonics - A guide to ENA Engineering Recommendation G5/4-1" Gambica, http://www.gambica.org.uk/pdfs/G54-1.pdf
[59] "The Basics of Zigzag Transformers", C.Sankaran, P.E., Jul 1, 2000, EC&M Magazine, http://ecmweb.com/mag/electric_basics_zigzag_transformers
[60] "Control of Harmonics in Electrical Power Systems", American Bureau of Shipping, May 2006, from: http://www.eagle.org/absdownloads/listdetails.cfm?id=346 or via: http://www.eagle.org/news/PRESS/jun07-2006.html
[61] "Terminating cable shields (screens)", Keith Armstrong,
The EMC Journal, Issue 82, May 2009, pages 19-23,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: ケーブル遮蔽 (シールド) の終端
[62] "Designing I/Os so they will not suffer from `ground loop' currents
in cable shields (screens)",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 83, July 2009, pages 38-42,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: ケーブル遮蔽の「グランド・ループ」電流に影響されないように入出力を設計する
[63] "Bench testing individual PCBs for immunity - to reduce financial risks",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 92, January 2011, pages 24-30,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: 個々の PCB のイミュニティのベンチ・テスト
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2011-12-04