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翻訳: T.Sato
EMC Journal の 93〜96号には、 消費者向け、家庭用、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍事、工業、発電、そして配電を含む全ての電力変換の応用をカバーする、 モジュール、製品、システム、あるいは設備で使われる、 ミリ・ワットから数十メガ・ワットまでの DC/DC と AC/DC のコンバータや DC/AC と AC/AC のインバータを含む全分野をカバーしようとする、 この「スタンド・アローン」のシリーズの前の部分が掲載された。
私は、ハイブリッド自動車や電気自動車、電気推進、 「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明)、そして 太陽光、風力、海洋温度差、潮力などのための電力変換もカバーしようとする。
このシリーズの以前のパートを読まれた方は、図の番号が変更されており、 章の番号がこのシリーズの公表済みのパートと整合していない (例えばこれは5番目のパートで、第6章をカバーする) ことに気付かれるかも知れない。 この不整合を許していただければと思う。
私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本への 適切な参照を示すであろう。
整流器が逆バイアスされているが、その少数キャリアがまだ完全に減衰していないあいだ、 それは電源を実質的に「短絡」し、これが EMI を引き起こすことは驚くようなことではない。 従って、ショットキー型は少数キャリアを持たず、 PN接合型「シリコン」整流器よりも遥かに静かであるので、それらは最良の整流器である。 ショットキー整流器はシリコン・カーバイド (SiC) で作られていて、 今は 1.2kV までのものが入手可能であり、 PN接合シリコン整流器を置き換えるために既存の設計で用いられた時、 より少ないスナバとフィルタ素子を必要とすることがわかっている。
SiC ショットキー整流器は PN 接合シリコン型のものよりも高いが、 これは、BOM コストのみに集中することがよりコストを要する製品をもたらし得る、 もうひとつの例である ―― [12] を参照。 必要となる EMI 抑制素子の本当のコストは、通常は、 量産前試作品が EMC 試験所に送られる、プロジェクトの終わりが近付いた時にのみわかる。
(EMC をプロジェクトの最後まで放っておくというのは 非常に悪いプロジェクト・リスク/財務的リスク・マネジメントであるが、 それが最低の BOM コストが重要であるとマネージャが誤って考えている ほとんどの企業が実際にやっていることである。)
プロジェクトのそれほど後ろでは、しばしば設計の変更はリスクが高過ぎるとみなされ、 従って行なえることはそれが試験に合格するまで試作品に EMI 抑制を押し込むことだけとなる (それらの抑制部品が実際にはエンクロージャ内に入りきらない可能性という危険を伴いながら)。
この状況では、SiC ショットキーではなくシリコン整流器を用いることで BOM コストを低く保とうとする通常の結果は、 整流雑音の抑制のために追加しなければならない部品が その設計で最初/早期から SiC ショットキーを用いることによる追加のコストよりも 高くなるというものである。
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| Figure 6.1-1:
通常型とソフト・スイッチング高速整流器の逆電流の比較 |
同期整流はシリコン整流器の代わりにパワー FET を用いる。 だが、それらはシリコン PN ダイオードに似たエミッション問題 ――この場合は、ノイズを発生させて共振を引き起こす、 それらが電源レールを一時的に短絡させる交差導通による、 PN 接合の逆回復電流と幾分似た「貫通」電流によって引き起こされる―― を生じる。
ショットキー整流器は通常はより静かであるが、おそらく同期整流ほど熱効率が良くない。
そのような高度なシミュレータがない ――そのようなシミュレータを購入してそれを効果的に使うための訓練を受ける 非常に良い理由を見付けるのは容易であるという事実にかかわらず我々の多くがそうしているように―― 場合、過大な熱損失を生じることなくエミッションを抑制するための 最良の R と C の組み合わせを見付けるために実験を行なうという手段が残されている。 [42] の 2.6章の議論と同様の形で、 オーバーシュートとリンギングをモニタするために 本物の高電圧絶縁型 (「フローティング」) 差動オシロスコープ・プローブや近傍界プローブと オシロスコープやスペクトラム・アナライザを用いて 自らのテスト・ベンチで実験することでかなり良いところまで行けるので、 スナバの値を最適化しているあいだ EMC 試験所とタイアップする必要はない。
SiC ショットキー・デバイスを用いた HF 出力整流器はおそらくはスナバを全く必要とせず、 それらのコンポーネントの費用を節約し、パワー・コンバータの熱効率を向上させるであろう。
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| Figure 6.2-1:
様々な種類の HF 出力整流器のためのスナバの設計 |
もし Figure 6.2-1 の回路が期待したように働かないならば、 それは回路の浮遊あるいは寄生成分によるものかも知れず、 何らかのより良く管理された形に パワー・コンバータの PCB レイアウトを再設計する (後の記事で議論するであろう主題) 前に、 それがより良く働くかどうかを見るために他の位置のスナバで実験する価値があるかも知れない。
無線周波数 (RF) における実際のスナバ性能は、使用するコンポーネントの種類によって、 そしてスナビングされる回路にそれらが組み付けられ接続される方法によって制限される。 抵抗は熱と自己インダクタンスの問題を持ち、従って、ピーク/実効値電圧に対する、 そしてそれが経験するであろう最大の周囲温度におけるピーク/連続 RMS 電力損失に対する 正しい定格を持つ低インダクタンス電力抵抗を用いる。
我々は通常は全ての巻線型 (低インダクタンスを持つと供給者が主張しているとしても) を避け、 最良の RF のためには螺旋状のカッティングが行なわれたタイプさえも使わず、 SMD チップ抵抗 (螺旋状のカッティングが行なわれている MELF ではなく) や 平らなセラミックの基板に印刷された大面積の厚膜や薄膜の抵抗を好む。
私は抵抗値を許容差内に入れるために螺旋状にカットされた箇所での RF エネルギーによってオープン故障を起こした金属酸化皮膜電力抵抗器を見たことがあり、 そのようなタイプはスナバでは避けるのが最良である。
コンデンサは自己インダクタンス、自己抵抗、そしてパルス・ハンドリング能力問題に影響され、 最良のタイプの誘電体はセラミック、望ましくは C0G や NP0 のタイプである。 プラスチック誘電体コンデンサの中では、テフロンやポリプロピレンが最良のタイプである。 スナバのためには適切な dV/dt と dI/dt の定格を持つコンデンサのみを使うことが重要であり、 良いコンデンサ・メーカーは信頼できるスナバの設計を助ける適当な表を提供できることだろう。 コンポーネントがプロトタイプで充分に良く働くという理由で、 それが量産で信頼できると仮定してはならない。
並列にされた小さいコンデンサの列は通常はより高い周波数まで良く働き、 より安価にもなり得る。
スナバは関係するスイッチング・デバイスの端子の直近に取り付けるべきである。 リード、トレース、そしてワイヤ全てはインダクタンスを持つので、 リード付きコンポーネントを用いるならば、組み立てに際してそのリードが短いことを確かとする。 この理由のため、スナバのためには表面実装部品が優れている。 スナバをスナビングされる回路に接続するためにワイヤを用いなければならない場合、 常にそのケーブルの全長で (あるいは少なくとも可能な限り長く) 撚り合わせられたペアを使用できるように設計しなければならない。
スナバ・コンポーネントを回路に接続するために用いられる PCB トレースは ワイヤと同程度のインダクタンスを持ち得るので、 我々はそれらを常に実際的な範囲で短くかつ巾広に保つように注意し、 また常にそのリターン電流を運ぶ PCB レイヤの隣に配置するようにする。 通常そうするであろうよりも近いトレース - プレーン間隔を用いることも助けとなるかも知れない。
V = L dI/dt、そして任意の長さの導体 ――リターン電流全てを運ぶ導体のごく近くにない、 コンポーネントのリード、ワイヤ、あるいは PCB トレース―― はその長さ 1mm 当たり 1nH までのインダクタンスを加え得ることを覚えておくこと。 従って、例えば立ち上がり時間 20ns のピーク電流 40A を運ぶ、長さ 10mm のそのような導体があるならば、 回路共振によって引き起こされる過電圧を制御する そのスナバ・コンポーネントの能力は 20V まで悪化することだろう。
スナバが大き過ぎ、コストを要し過ぎ、あるいは電力損失が大き過ぎる場合、
適切な定格の出力インダクタの使用は大いに助けとなり得るが、これは次に述べる。
インダクタが充分に大きい値を持つ時、その磁束は決してゼロまで落ちず、 その結果は HF 出力整流器に給電する二次巻線に (おおむね) 半正弦波電圧が現れるように強いるであろうというものである。
半正弦波はインダクタが何もない時のスイッチング波形よりも遥かに低い高調波成分を持つが、 半正弦波のゼロ・クロスは不連続であり、 従って回路から放射され得るいくらかの コモン・モード (CM) とディファレンシャル・モード (DM) の RF ノイズを依然として発生するであろう。 だが、充分に大きい値の平衡出力インダクタの使用は、 HF 出力整流器に給電する二次巻線の AC 電圧が、 それに応じた低レベルの高調波を持つ、 スイッチング周波数の (おおむね) 全正弦波となることを強い、 結果的に出力整流器エミッションを大幅に低減する。
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| Figure 6.3-1:
不平衡と平衡の出力インダクタの使用の例 |
平衡インダクタ設計の巻線の方向に注意 ―― その2つのインダクタ巻線は PCB 面積と BOM コストの低減のために ディファレンシャル・モード・チョークとして単一の磁芯にまとめることができる。 (それはコモン・モード・チョークではない。)
その絶縁変圧器と異なり、適切な寸法の HF 出力インダクタ内の磁束はゼロまで落ちず、 従ってその磁芯は次の章の主題であるエア・ギャップを必要としないであろう。
明らかに、出力インダクタは小さくも安価でもないが、
その使用は他の手段では費用効果良く対処できない問題の解決を助けるかも知れず、
かなりノイズの少ない非安定 DC 出力電圧を与えることも助ける。
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| Figure 6.4-1:
中央のエア・ギャップを持つ E コア変圧器、及び追加の出力インダクタの PCB への組み立ての例 |
この号の EMC Journal ではここまでである。
この「スタンド・アローン」のシリーズの次のトピックでは、
入出力のフィルタを扱うであろう。
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from http://www.emcacademy.org/books.asp
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50,
available from the archives at
http://www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[64] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for HF isolating transformers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 95, July 2011,
available from the archives at
http://www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2012-01-02