[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > EMC のための設計テクニック (第2版) ]
翻訳: T. Sato
これは、2006年から2008年のあいだに出版された、電子設計における 基本的なグッド・プラクティス EMC テクニックに関する６回のシリーズの６番目の、 そして最後のものである。 それは、電子的なモジュール、製品、そして機器の設計者を対象として想定しているが、 モジュール／製品／機器と書き続けるのを避けるために、 ここでは設計プロセスの成果として販売されるもの全てを「製品」と呼ぶことにする。
このシリーズは UK EMC Journal に 1999年に発表された記事 [1] のアップデートであり、 全ての応用領域 (家電、商用、娯楽、産業、医療と看護、自動車、鉄道、海事、航空宇宙、軍事など) の、 電子、PCB、及び機械設計者に関係する基本的なグッド EMC プラクティスを含む。 電磁干渉 (EMI) によって引き起こされる安全上のリスクはここではカバーしない ―― この点に関するより詳しい情報は、[2] を参照されたい。 これらの記事は、通常どの EMC テクニックを用いるべきで、 それらを通常どのように適用すべきかという、実際的な論点を扱う。 何故それらが必要なのか、あるいは何故それらが働くのかはカバーしない (あるいは、少なくとも、理論まで踏み込んではカバーしない) が、 それらは学術的に良く理解されており、何十年もの実践で良く証明されている。 EMC の基礎の良い理解はエンジニアリングの不足や過剰の防止を助けるために大いに有用であるが、 これらの記事の範囲を超える。 これらの６個の記事でカバーされるテクニックは：
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| Figure 6A: 人体の帯電の例 |
Figure 6A は、[3] からの、 典型的な建物の中を動き回って普通のことをしているだけで人体に発生し得る静電気電圧の、 空気の様々な相対湿度の値に対するいくつかの例を与える。 これや地上のその他のほとんどの静電気帯電の発生のメカニズムは摩擦帯電と呼ばれるが、 これはその現象を議論する記事ではない。
IEC/EN 61000-4-2 試験法は、立ち上がり時間が 0.7〜1ns で、
±8kV まで、また ±30A までの ESD イベントを発生させるために、
150pF のコンデンサを 330Ω の抵抗を通して放電する ESD 「ガン」を用いる。
これらの ESD イベントの高い dV/dt と dI/dt は、
それらが 1GHz を超える周波数で顕著な電磁エネルギーを持つことを確実とする。
その試験法は、[4] (184ページ)、[5] の 43章、
[6] の第3部 (これはいくつかの安価な代替も述べている)、
そして [7] の EN 61000-4-2 のガイドで述べられている。
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| Figure 6B: IEC/EN 61000-4-2 「ESD ガン」の概観 |
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| Figure 6C: KeyTek MiniZap(R) の例 |
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| Figure 6D: ESD 試験に関係する様々な電磁現象 |
Figure 6C は、IEC/EN 61000-4-2 で規定されたもの (Figure 6F 参照) を含む 様々な放電波形のためのプラグ・イン・モジュールを持つ、 市販の ESD ガンの例を示す。
Figure 6D は、IEC/EN 61000-4-2 に対する試験が ３つの異なる種類の「人体 ESD」イベントをシミュレートし、 実質的に製品の構造内での ESD イベントである「二次放電」も引き起こし得ることを示す。 ESD 試験からの近傍電磁界は、 放電から 1m で kV/m に、また放電の 100mm 以内で kA/m に達し得る ―― これらは非常に激しいフィールドである。
自動車産業は IEC/EN 61000-4-2 の代わりに ISO 10605 ESD 試験法を用い、
製品の電源を入れた状態で ±25kV まで、
そして電源を入れない状態では
出荷や取り付けに際しての取り扱いを模擬するために試験する [8]。
このような ESD 試験は、
IC やトランジスタを、そしてある種の受動コンポーネントをも
恒久的に損傷させるのに充分な電圧や電流を製品に注入する。
そして、それが発生する強烈な電界と磁界は近傍の回路に過渡雑音を結合させ、
信号を乱し、エラーを生じ、しばしばソフトウェアに大きな問題を引き起こし得る。
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| Figure 6E: デバイスの ESD 損傷レベルの例 |
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| Figure 6F: ESD 波形の例 |
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| Figure 6G: ESD 発生源の例 |
Figure 6F は IEC/EN 61000-4-2 に従った ESD ガンの校正で規定されている放電電流波形を示し、 また試験される製品の内部での無線周波 (RF) 共振に伴って 現実に得られることがあるタイプの波形も示す。 共振は、ESD 放電の ns のトランジェントを、 数十 μs 続く複雑な電磁現象に拡大することがある。
IEC/EN 61000-4-2 試験が、 現代的なマイクロプロセッサやメモリ・チップを組み込んだ製品が 現実に信頼できるであろうことを示すために、 現実の人体 ESD 現象を充分に良くシミュレートしていないという懸念がある [9]。 [9] は、この規格が、別の製造業者のガンで特定の実際の製品を試験した時の 顕著な差を防ぐために充分に良く、 ESD ガンの設計を規定していないとも主張している。 これは [7] の EN 61000-4-2 に対するガイドでも議論されている。
だが、Figure 6G に図示するように、現実の応用においては、 ESD イベントは人の指以外の様々な発生源に起因することがある。 これらの発生源は、150pF よりもかなり大きい静電容量、 及び／もしくはかなり高い電圧 (±40kV までが見られたことがある) や、 10ps まで短くなることがある立ち上がり時間を持つことがある。
Figure 6G に示すような流体の流れが ESD を引き起こし得ることは、 奇妙に思えるかも知れない ―― だが、石油やその他の産業における多くの深刻な事故やアクシデントが まさにこの問題によって引き起こされており ([12] の No.458 を参照)、 これは燃料タンクの１つの中でのスパークによって引き起こされた爆発による TWA 800 の墜落にも関係している。 宇宙機は、絶縁性の部分の太陽風による帯電に伴う、 そして宇宙からの荷電粒子に伴う、非常に高レベルの ESD の影響も受け得る。 そして、航空機 (固定翼や回転翼の) は、特に特定の気象条件においては、 空気中を通過するのに伴って非常に高レベルに帯電することがある ([12] の No. 22、23、294、295、及び 431 を参照)。 自動車も高レベルの帯電を生じることがある ([12] の No.366 を参照)。
ラボでの ESD 試験には合格する製品が、 その使用環境でのより攻撃的な ESD イベントに伴って現場で故障し得る。 非常に高い電圧と非常に短い立ち上がり時間は、通常は同時には生じない。 高い電圧のイベントは 1ns やそれよりも長い立ち上がり時間を持つ傾向があるが、 低い電圧のイベント (プラスチックの袋の中でぶつかり合う硬貨によって引き起こされるような [10]) は、 10ps 程度の短かさの立ち上がり時間を、 10GHz をかなり超えるエネルギーのスペクトラムとともに持ち得る。 ESD 立ち上がり時間の測定は適当な計測器を使用できるかどうかによって制限され、 オシロスコープの高速化に伴って、 現実の ESD イベントが以前に考えられていたよりも速くなり得ることが見出されている。
ESD イベントとそれが取り得る形態についてのより多くの情報は、
[10] や [11] を参照されたい。
[12] には現実の ESD 問題の 21個の例が示されている。
興味深い１つの例は、ナイロンやその他の絶縁性のベアリングの中で回転している
AC モータの回転子によって引き起こされる ESD である。
製品内に組み込まれた小型モータが ESD の発生源となることを予期する設計者は少ないが、
回転子がベアリングを横切ってフレームに放電する際に引き起こされる電界と磁界は、
マイクロプロセッサを容易に混乱させ、
ソフトウェアの誤動作やクラッシュを引き起こし得る。
２つの基本的な手法がある： １つは、静電荷が発生するよりも速やかに減衰し、高電圧を蓄積することがないように、 使用される全ての材料が静電気拡散性 (すなわち、例えば 106〜109Ω/□ の抵抗を持つ) であり、接地基準に接続されていることを確かとすることである。 材料によっては、 適切な材料 (例えばカーペットや家具のための静電気防止スプレー) でコーティングすることで、拡散性とされている。 だが、多くのコーティングはある程度以上の相対湿度の環境でだけ 意図したように機能するので、 そのエリアの冷暖房空調システムには湿度制御の機能が必要となる。
もう１つの方法は、高電圧ニードルを用いて、 ファンで吹き出される気流内に負と正のイオンの群を交互に発生させ、 空気自身に帯電を除去する機能を与えることである。 イオン化した空気は帯電を除去する機能を持ち、 負と正の交互のイオン化は空気を平均的には中性に帯電させ、 従って静電荷を蓄積させない。 保護されるべきエリアの周囲にイオン化された導電性の空気を流すことで、 製品、備品、そして人の任意の静電荷を除去できる。 実際、中性にイオン化された気流は、 接地されたブラシや布でその表面全体をワイプすることなしに 絶縁性の表面から電荷を取り除く、確実な方法の１つである。
上記のテクニックは、 回転するベルト、プーリー、ナイロンのベアリングを持つモータなどを、 電子回路を混乱させ得る内部でのスパークを生じるほど高くならないように 放電させることにより、信頼性を向上させるために、 製品の中で使用することもできる。 駆動ベルトへの導電性ゴム (絶縁性ゴムの代わりの)、 ホイールやプーリーへの導電性プラスチックなど、 拡散性の材料を使用することができる。
コピー機やプリンタの紙などの消耗品を含む、動く絶縁性の部分は、 接地された導電性のブラシ ――長寿命とするためにしばしばステンレス鋼やカーボン繊維で作られる―― で除電することもできる。 また、静電荷の蓄積を防ぐため、 中性にイオン化された気流を機器内に流すこともできる。
Figure 6D は、このテクニックは、製品を 緩やかに変動する電磁界や近傍の放電からの激しい電界や磁界に 曝されるままにすることを示す。 緩やかに変動するフィールドは 通常は非常に高インピーダンスの回路 (典型的には ＞1MΩ) でのみ懸念となり、 これらと激しいフィールドの双方は 6.1.8章で述べるテクニックで対処できる ―― 例えばこのシリーズの以前のパート [13] [14] [15] [16]、及び [17] で述べるテクニック全てを用いてから、 直接 ESD を防ぐために全体に絶縁を適用できるかも知れない。
典型的なプラスチックは厚み方向におおよそ 40kV/mm の降伏電圧を持ち、 これは、極度の ESD 環境において、メンブレン型コントロール・パネルで 「クリック」感のあるタクティル・ボタンを使いたいと思う時に問題となり得る。 良好なクリック感を得るためには、上面のプラスチック層を、 おおよそ 20kV まで絶縁するであろう 0.5mm 程度にする必要があり、 この層をより厚くすればクリック感が損なわれるであろう。
[16] の 4.3.13章で述べられているように、 メンブレン・パネルの上面の絶縁層のすぐ下に金属のシールド層を設けることができる。 これは上面の絶縁層を突き抜けようとする任意の放電を捕捉するであろうが、 効果的とするためには、それは製品の RF 基準 ――シールド・エンクロージャにおいてはシールド・エンクロージャ自身 [16]、 シールドなしエンクロージャにおいては PCB の 0V プレーン [17] [18]―― と接続しなければならない。
[6] の 4.3.13章は、シールド層はその周囲全周で 金属エンクロージャに RF 接続すべきであると言っている。 これは、通常はパネルのスイッチのトレースを PCB に接続するリボン・ケーブルの 「シールド接地」トレースを用いる、 メンブレン・パネル製造業者が用いる通常の手法ではない。 これは、実質的には、[14] の 2.6.6章で議論した ケーブル・シールド終端の悪いプラクティスの手法と同様の「ピッグテール」であり、 浮遊 RF 結合がメンブレン・パネルの導体に結合できるようにする。 [16] の 4.7.7章で述べたように 絶縁エンクロージャ内の金属シールドを用いないならば、 例えば、[15] で述べたようにメンブレン・パネルの相互接続をフィルタし、 あるいは以下の 6.1.5章で述べるように ESD 抑制を行なう必要があるかも知れない。
静電容量検出技術は実際的なほとんどどのような厚さの プラスチック、ガラス、あるいはセラミックを通しても働き、 従っていかなる ESD 電圧にも耐えるようにできるであろうが、 タクティル・フィールドバックを全く与えない。 ワイヤレスのような遠隔制御の使用は、 ヒューマン・インターフェースをより穏やかな ESD 環境に置けるようにする。
空気や真空は、製品への実際の放電の防止のために絶縁を用いる際の最大の問題である。 組み立てられるようにするため、エンクロージャは継目や接合部を持たねばならず、 これは絶縁にギャップを生じ、ギャップは空気を含む。 空気の降伏電圧は 1kV/mm 程度に過ぎず、これは湿度が高くなると低下する。 宇宙においては、ギャップはこれも 1kV/mm 程度の降伏電圧を持つ真空で埋められるが、 これは気象の変動に影響されない。
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| Figure 6H: プラスチックの継目を通り抜ける ESD |
±8kV に耐えるためには少なくとも 8mm のエア・ギャップが、
そして ±25kV のためには少なくとも 25mm が、
(製品が真空内で働くことを意図しているのでない限り)
湿度の増加によって低下した降伏電圧を考慮に入れて必要となる。
もう１つの問題は、現実の全ての絶縁面は、
埃、湿気、皮脂で、そしておそらくは黴でさえも覆われ、
従って放電は絶縁材の表面が空気よりも通りやすい経路となることを
見い出すであろうことである。
ESD 試験に際して、8kV 放電からのスパークが、
下の金属面に達することのできる顕微鏡的なピンホールを見出すまで、
塗装された金属面上を埃やその他の汚染を通って
何十ミリメートルも蛇行するのを見るのは珍しくない。
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| Figure 6J: プラスチックのエンクロージャの継目を通り抜ける ESD の問題への解決 |
人々は何十年もにわたって PCB 上の外周ガード・リングを用いてきたが、 「１点接地」の神話の流行のため、 １点で「シャーシ・グランド」 ――あるいは何か―― に接続された、 PCB の外周に沿った長いトレースを用いることが最良であると考えた。 [14] が示すように、彼らが実際にやっていたことは、 特定の周波数で非常に効果的なアンテナとなる共振構造を作ることであった。 これらは ESD 放電の広帯域エネルギーを受け、 その共振周波数において非常に激しいフィールドとして再放射し、 おそらくはある種類の ESD 障害を他のものに置き換える。
もう１つの可能性は、そのようなガード・リングのインダクタンスは非常に高いため、 それが放電を受けた時、 それが保護することが期待されているデバイスやトレースへの２次放電を引き起こすほど その電圧が高くなり得るというものである。
ESD のために (あるいは数 MHz よりも高い任意の RF のために) 有効なガード・トレースを実現するための唯一の方法は、 ESD に関係する最大の周波数 (1GHz を超える) まで低インピーダンスを維持する RF 基準プレーン層から始め、ガード・トレースをそのプレーンに 最大の周波数における波長よりも充分に小さい間隔のビア・ホールで接続することである。 PCB の誘電率の波長への影響を考慮しなければならない [17] [18]。
このシリーズの以前のパート [17] は PCB のための基本的な EMC テクニックを述べただけであるので、 RF、及び／もしくは ESD のために有効な、 外周の (あるいは他の) ガード・トレースの実現のための詳細は、 [18] を参照されたい。
絶縁性のエンクロージャの継目や接合部の問題に対する代替のアプローチは、 それを単に絶縁材 ――(気密の) ラバー・ガスケット、シリコーン、あるいはエポキシ封止材など―― で埋めることである。 封止材によるアプローチは、製品の生涯のあいだに決して開ける必要がない筈の 継目や接合部 (例えば表示部の周囲) では問題なく受け入れられ、 アクセスが必要な箇所ではラバー・ガスケットのアプローチが実用的となり得る。
完全にシールされた製品を作ろうとする誘惑に注意。 これは見た目よりも難しく、余計な水分が内部をうろつきまわり、 急速な腐食を引き起こす結果となった、多くの試みがある。
操作部と表示部は、保護された回路と、 帯電した人やその他の ESD の脅威で占められている世界とのあいだを 何とかして接続しなければならないので、 どのような ESD 対応手段においても弱点となる。 さらに、勿論、帯電した人々が、 表示されたものを指したり、操作部に触れたりしようとし続ける。 (ケーブルやアンテナの接続も弱点であり、これは 6.1.5章で述べられている。)
LED やフィラメント・ランプ表示器は、Figure 6K に示すように、 表面実装デバイスを、 その光を人との界面に伝えるためのプラスチックの導光部品とともに 用いることができる。 導光部品は注入成形によって安価に作ることができ、 エンクロージャに嵌め込まれ、PCB 上の LED やランプに合わせられる。 この手法は非常に安価であるが、 スパークが導光部品の表面上の汚染を辿って PCB に入り込めないように、 導光部品とエンクロージャの絶縁性の表面のあいだの全ての継目や接合部を 摩擦圧接、接着、あるいは封止することが重要である。
もう１つのテクニックは、エンクロージャの開口から LED やランプを見せるが、 表示の部分が透明となったプラスチックのオーバーレイ ――通常はコントロール・パネルのマーキングが付けられたもの―― を接着して覆うことである。
メンブレン・パネルでも悩みとなる、
プラスチックのレイヤの接着における問題は、接着層の均一性である。
接着剤の不足、あるいはエンクロージャの絶縁性の面との不完全な接着は、
オーバーレイの下に、あるいは
メンブレン・パネルの貼り合わされたレイヤのあいだにスパークが入り込み、
表示デバイスに、あるいは
メンブレン・パネルの印刷されたトレースに放電電流を注入できるようにする、
エア・ギャップを作るであろう。
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| Figure 6K: プラスチックのエンクロージャを貫通するインジケータ、表示器、そして操作部 |
スイッチ、ポテンショメータ、そしてエンコーダのための回転軸、 トグル・スイッチ、そして類似の手動制御には、 プラスチックのノブ、シャフト、そしてつまみが推奨される。 ここ何年ものあいだに、 オペレータの指からの放電がコントロール・ノブの表面を横切り、 それが取り付けられている任意の金属シャフトへと容易に辿る ――その結果として絶縁エンクロージャを通り抜け、重要なデバイスを損傷させ、 あるいはそのソフトウェアを混乱させる―― ことができるほど小さくなるほどに、機器が小型化されている。 従って、Figure 6K に示すように、プラスチックのシャフトを使うべきである。
Figure 6K は、LCD パネルやグラフィック・ディスプレイの組み立ては、
そのエッジを ESD イベントに曝すことを避けるべきであることも示す。
ここでは、ゴムのガスケットを持つ良い取り付けベゼル、
あるいはシリコーンやその他の種類の封止材
(表示の保持のためにも使用でき、組み立てを単純化する)
が非常に有用となる。
1990年以降に導入されたほとんど全てのモデルの自動車の
固定されたフロントガラスは、適切な組み立てテクニックの例である。
古い車両はガラスの保持のためにあらゆる種類のベゼルを用いており、
漏れ (水がエンクロージャ内に入り込める) は珍しくなかった
―― だが、今日では単に接着しており、水漏れの発生は稀である。
0.7ns に近いかそれよりも長い立ち上がり時間を持つ、通常の ESD 試験では、 関係する最大の周波数 (1/πtr) は 500MHz 程度であると仮定できるが、 実際の ESD イベントはこれよりもかなり速く、0.3ns かそれ以下であるので、 1GHz かそれ以上を仮定すべきである。
だが、ESD イベントに伴う非常に激しい強度 (1ns 以下の立ち上がり時間の数十 A の電流、kV/m の電界、kA/m の磁界) は、 シールドに対する要求を著しく高める。 実際、ESD のためのシールドの設計は、 それを近傍のレーダーからの 1GHz 以上での kV/m の電界に対処できる 軍事や航空宇宙の目的のために設計することと似ており、 この章では、[16] で述べられているテクニックを この ESD の状況に対してどのように適用するかを議論する必要がある。
明らかに、そのような高レベルの近傍電界／磁界では、 関係する最大の周波数で必要なシールド効果 (SE) は、 通常の住宅、商業、そして産業環境 (携帯電話、ウォーキー・トーキー、 あるいは GPRS 対応コンピュータ・デバイスの近接に対する イミュニティの達成は 60V/m やそれ以上での試験を必要とし得るものの、 典型的には 3V/m や 10V/m で試験される) に対処するために通常必要となるものよりも高い。
シールド・エンクロージャの外面を流れる非常に高レベルの ESD 電流のため、 表面電流を自然な経路から逸らさせるいかなるギャップや開口も、 二次電界／磁界の非常に激しい発生源となる。 従って、敏感なデバイス、PCB トレース、あるいは導体を、 シールドの微小なギャップや継目からさえも非常に遠くに離して 配置することが、非常に重要である。 [16] の Figure 4R は一般的な原則を示すが、 その 40dB の SE よりもかなり高いものが必要かも知れない。
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| Figure 6L: 二次放電の可能性のいくつかの例のスケッチ |
二次放電は、目の前にあっても見ることが難しい、 小さい、弱々しい、青いものであることが多いが、 Figure 6L に図示するように、 金属の継目の中に隠され、あるいは試験されている製品の内部や下面にあって あまり良く見えないことがさらに多い。 二次放電が疑われるとき、 例えば ESD ガンが製品の上側に当てられているが、 リセットがかかっているマイクロプロセッサ (そしてそのリセット線) が 下面の近くに位置している時、 強力な診断テクニックは、ESD 試験を暗いところで行なうことである。
自分がやっていることを充分に良く見る必要があるので、 勿論、ESD 試験を完全な暗闇で行なうことは推奨できない：
従って、ブラインドを閉め、かつ／もしくは照明を充分に落し、 目が暗さに慣れるまで数分間待つ。 人は日光の百万分の１の照度の月光でも非常に良く見ることができるので、 しばらく待てば、目は暗がりに非常に良く順応する。
試験者は ESD ガンを当てる場所を見なければならず、
製品の他の部分を監視する能力は制限されているので、
試験中に他の人が製品の他の部分を良く見ていれば、
二次放電を見付けることはかなり容易になり得る。
製品を置き直すこと、
例えばその下面を見るために製品を横にすることも、助けとなり得る。
内部二次放電の検出には、より極端なテクニックが必要かも知れない。
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| Figure 6M: シールド・エンクロージャを貫通するインジケータ、表示、そして操作部 |
Figure 6M には、 パネル型表示器やメンブレン・キーボードへの対処の方法は示されていない。 表示器は、[16] で述べたテクニックの１つ (例えば Figure 4AH) を用いて 対処する必要がある。 メンブレン・キーボードは、 その金属製のバック・プレート、及び／もしくは任意の内部シールド層を、 導電性ガスケットを用いて、その全周でシールドに RF 接続すべきである ―― [16] の 4.3.13章を参照。 そのエッジや背面への放電を防ぐように注意すべきである。
ファラデー・ケージ (すなわち有効なシールド・エンクロージャ) は、 任意の外部電圧がその内部に電位差を発生することを常に防ぐと仮定されることがある。 これは定常的な DC 電圧に対しては真であり (Michael Faraday が彼の名前から名付けられたケージの中に 金箔検電器を持って座っている時に見出したように)、 関係する周波数において表皮厚さの少なくとも 10倍の厚さの金属で作られた、 開口を持たないエンクロージャの場合には、連続 RF に対しても真である。 だが、それは ESD のような過渡電圧変動については真ではない。
シールド・エンクロージャに放電が印加される時、 最初、転送された電荷はその金属シールドの外面全体に拡散し、 まだ電流が流れている短い期間のあいだは、 表皮効果によって外面に閉じ込められる。 その電流がシールドの外面全体の電圧を平衡させると (これは光速で行なわれ、従って小さいエンクロージャでは 1ns 程度しか要さない)、 流れは止まり、電荷は静的 ――金属エンクロージャの外側の静電気電圧―― となる。
次の数 ns にわたって、その電荷は、その内面に現れるまで、
金属シールド材の厚み方向に拡散する。
拡散の速度はその金属の比透磁率に依存する
―― それが高くなると、表皮厚さは小さくなり、拡散の速度は低下する。
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| Figure 6N: シールド・エンクロージャへの放電の影響 |
最終的には、0V – シャーシ接続 (あるならば) は、 製品内部全体の静電位を均等にする電流を運ぶであろう。 意図的な接続がない場合、均等化は電荷の漏洩に伴ってより緩やかに起きるだろう。 浮遊容量内の過渡電流は、 それぞれのデバイス・ピン、PCB トレース、あるいはその他の導体毎に異なり、 従って回路の異なる部分のあいだに過渡電位差を引き起こし得る。 これらの過渡差動電圧は回路の動作を混乱させ、ありがちな帰結は、 マイクロプロセッサのリセットやクラッシュである。
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| Figure 6P: PCB レベルのフィルタとシールドの概観 |
この ESD 問題に対する１つの解決策は、 [17] で簡単に、また [18] の第４章で詳細に述べたように、 PCB 上に高品質 0V プレーンを作ることである。 そして、[17] で簡単に、また [18] の第３章で詳細に述べたように、 複数の低インピーダンス (1GHz における) 接続で、 このプレーンをシールドに「RF 接続」する。
もう１つの解決策は、少なくとも最も敏感なコンポーネントに対して、
PCB 上でフィルタとシールドのテクニックを用いることである。
これらのテクニックは、[17] の 5.3章で簡単に、
また Figure 6P を引用した [18] の第２章で詳細に述べられており、
PCB シールド・カンはかなり低コストのものとすることができる。
PCB レベルのフィルタとシールドと併せて、
0V プレーン、そして RF 接続を適用する必要があるかも知れない。
これは、次のようなものからの ESD 放電に曝されるコネクタのピンにおいて、 特に問題となる：
これは人体放電に対しては適当なテクニックであるが、 上の残りの３つの項目への対処とはならない。 それは製品を EMC 指令への適合の宣言の一部としての ESD 試験に通るようにするが、 それは、製品が実際の生涯で経験するであろう 全ての ESD イベントに対して保護されていることを意味するとは限らない。
(製造業者によっては、 コネクタに対するいかなる ESD 試験の必要性もなくす IEC/EN 61000-4-2 の条項の恩恵を受けられるように、 全てのコネクタを製品の背面に配置し、 「通常の使用中に人がアクセスする」ことがないと主張する。 なぜ私がこのアプローチを推奨しないかを言う必要はないと信じる！)
何らかの種類の ESD 放電に曝される可能性がある信号導体には、 回路の混乱やデバイスの損傷からの保護のために、ほとんど常に、 電流制限、トランジェント抑制、 あるいはフィルタリング・テクニックが必要となるだろう。 良く減結合されていれば ([17] と [18] の第５章を参照) それで充分な筈であるが、 DC 電源導体の一部も同様の保護を必要とするかも知れない。
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| Figure 6Q: 信号線への放電電流の制限のためのインピーダンスの追加 |
Figure 6Q が示すように、使用される抵抗やソフト・フェライト・チョークは、 全 ESD 電圧に耐える定格を持たねばならない。 通常の 0805 や同様のタイプが用いられるならば、 少なくとも 10個 (おそらくは 20個) を直列にすることが必要となり、 さもなくばその端子は弧絡する ――放電電流を制限するという目的を損なう―― であろう。 多数の抵抗を直列で使用する場合、 それらは PCB 上で互いに近付けて配置しなければならず、 さもなくば、PCB 上の不可避な汚染を通して、 ESD が異なる抵抗やトラックのあいだで弧絡を起こすかも知れない。
抵抗やチョークの定数は、最悪条件の放電電流を、 そのデータがデータ・シートで与えられている筈の IC 自身の保護ダイオードが扱える値に制限するように選択される。 そのような設計全ては、数回の放電だけではなく、 根気強い試験によって証明されるべきである。 そして、PCB 上での目立たない放電を見つけ出すため、 ESD 試験の一部は暗がりでも行なうべきである。 埃や結露による汚染が起こりそうな場合、 予測できる汚染を模擬して暗がりで試験する。
残念ながら、必要なインピーダンスの値は、
高データ・レート信号が信号品質の劣化 (例えば潰れたアイ・パターン)
を生じるほど高くなるかも知れない。
また、多くの種類の個別半導体は過電圧に対して保護されておらず、
一部は特に敏感であり、
従って単なる直列インピーダンスの追加はそれらに対しては機能しない。
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| Figure 6R: 過渡電圧保護の追加 |
過渡過電圧保護の基本的な原理は、低い周波数のサージについて、 [15] の最後の章でカバーされている。 通常、TVS デバイスは、アバランシェ・ダイオード ――SAD (silicon avalanche diodes) と呼ばれることが増えている、 最も速く動作するタイプのトランジェント保護デバイス―― である。 表面実装型の金属酸化物バリスタ (MOV； VDR と呼ばれることもある) は 0.7ns の立ち上がり時間の ESD の抑制のために充分に速いであろうが、 立ち上がり時間が 0.5ns かそれ以下となり得る場合には充分に速くないかも知れない。
トランジェント定格ダイオードは、 大抵は SOT-23 パッケージや類似のものの中のペアとなっており、 通常のダイオードとしての使用のためにではなく トランジェント抑制用途のために特に規定されている。 時には、ESD 曝露のレベルは高電圧定格のインピーダンスを TVS やトランジェント・ダイオードと直列に用いることを必要とさせ、 その場合、その抵抗やチョークには既に述べた 高電圧に関係する課題全てが適用される。
USB2 や Firewire などの高速相互接続の急激な増加に後押しされ、 一部は 1pF ほどまでの低静電容量のバージョンが入手できるようになっているものの、 多くの TVS ダイオードは 高周波や高データ・レートの信号のためには大き過ぎる自己容量を持つ。 トランジェント・ダイオードは通常の動作では逆バイアスされ、 従って低い静電容量を持ち、 放電電流が高過ぎない限り、高速信号のために適切なものとなる。 トランジェント・ダイオードを用いる時、それらが接続される DC 電源レールは、 RF 基準プレーンと全く同様に、 関係する最大の周波数において非常に低いインピーダンスのプレーンであるべきである。
逆バイアスされたトランジェント・ダイオードでの問題は、
温度が 10℃上がるごとに漏洩電流が倍となり、高インピーダンス用途、
あるいは敏感な高インピーダンス DC 結合回路での使用を難しくすることである。
他に、例えば過電圧がそれをターンオンさせて
そのトレースを RF 基準に一時的に短絡させるように構成された
絶縁ゲート型電界効果トランジスタ (IGFET) の使用など、
多くの風変わりな解決策が使用可能である。
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| Figure 6S: トランジェント電圧保護のための PCB レイアウト |
8kV での IEC/EN 61000-4-2 ESD 試験は、43A/ns を超える dI/dt を生じ得る。 RF 基準面の上を引かれた長さ 1mm に過ぎない 1mm 幅のトレースは、 0.3〜0.6nH のあいだの自己インダクタンスを持つであろう (プレーン上の高さに依存する) [18]。 従って、43A/ns では、 1mm のトレースに沿った電圧降下は 13〜26V のあいだとなるだろう。 従って、Figure 6S に示されている TVS をビア・ホールに接続する短いトレースは、 トランジェント抑制の効果を制限し得る。
Figure 6S で示されている基準面へのビア・ホールも、自己インダクタンスを持つ。 ２層の 1.6mm 厚のボードでは、TVS 電流を運ぶビア・ホールの長さは 1.6mm となり、 1.6nH の自己インダクタンスを与えるであろう。 そのようなビア・ホールへの 43A/ns は、ピークで 70V のドロップを生じるであろう。 TVS デバイス自身も内部的な直列抵抗と直列インダクタンスを持ち、 ピーク電圧をさらに高くするであろう。
ある種の実際の ESD イベントで起こり得る より速い立ち上がり時間、あるいはより高い電圧は、 上の推定を２倍、あるいは３倍にさえし得る。 TVS やトランジェント・ダイオードの クランプ電圧がゼロであるとしても (勿論、そうではない)、 明らかに、PCB レイアウト自身が、非常に短いトレース、ビア・ホール、 そしてトランジェント抑制デバイス自身の自己インダクタンスだけから IC が依然として相当高いピーク電圧に曝されるほど、その性能を悪化させ得る。
だが、その電圧が高過ぎない限り、それには IC 自身の内部トランジェント保護デバイスで対処できる筈である。
最良の抑制デバイスは、[15] で述べた３端子フィルタ・コンポーネントと似た、 ３端子型のものである。 それらから最良の性能を得るためには、 デバイスの周囲に対称に、非常に近く配置された、 基準プレーンへの少なくとも２つの並列のビアを用いるべきである。 また、基準プレーン層と抑制デバイスが実装されるレイヤのあいだの PCB 誘電体は、 実際的な範囲で薄く、例えば 0.15mm 以下とすべきである。 今のところ、通常はそのような注意は必要ないが、 デバイスが 45nm 以下のシリコン・プロセスを目指しているので、 おそらくは将来はより普通になるであろう。
[15] はフィルタリングの基本的な原則をカバーしており、 TVS を用いた ESD 抑制に関係した上の説明は、 代わりにフィルタリングを用いる時の 高電圧定格の直列抵抗 (あるいはチョーク) と並列コンデンサにも適用される。 信号が非常に遅い場合、製造業者によっては、 ESD ガンの静電容量との電荷の再分配による容量性分圧器として働くように、 直列インピーダンスなしで大きいコンデンサだけを用いる。
例えば、もし ESD ガンが 15kV に充電された 150pF のコンデンサを持てば、 IC のピンの保護のための 150pF の並列コンデンサは IC のピンで 7.5kV を生じ、 1.5nF はおおよそ 1.5kV を、15nF は 150V を、そして 150nF は 15V を与えるであろう。 これらは理想化された計算である ―― 上述のように、短い PCB トレースやビア・ホールの自己インダクタンスでさえも、 それらの値に容易に何十ボルトかのピーク電圧を加え得るし、 そのような過渡充電電流に対するコンデンサの挙動の問題もある。
唯一の適切なタイプはセラミック・コンデンサであり、COG や NPO が最良である。 典型的な表面実装コンデンサは 10mΩ の内部直列抵抗と 1nH の直列インダクタンスを持ち、 43A/ns の電流立ち上がり時間で 43V の追加のピーク電圧を生じ得る。
任意の直列の抵抗やチョークの電圧定格は、ピーク ESD 電圧自身である。 kV の電圧は空気や真空を介して長い距離を飛び超えることができるため、 その PCB 上の位置と、 それらやそのトレースの他のデバイスやトレースへの近さが、非常に重要である。 任意の分圧器やフィルタのコンデンサの電圧定格は、 電荷の再分配によって決定される。 コンデンサの電圧や TVS の「クランプ電圧」は、勿論、 そのシャント・コンポーネントの自己インダクタンス、 トレース、そしてビア・ホール引き起こされる追加の過渡電圧を考慮に入れて、 それが保護する IC を損傷させるレベルよりも低いべきである。 TVS の静電容量は、回路インピーダンスとデータ・レートによって、 そして ESD イベントの強度によるピーク電流定格 (高電圧定格の直列抵抗やチョークによる電流制限を考慮に入れて) によって定まる。
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| Figure 6T: 相互接続される機器の「アース・リフト」問題 |
ESD イベントがシャーシやエンクロージャに電流を注入する (直接に、あるいは TVS、トランジェント・ダイオード、 あるいはコンデンサのような並列抑制素子を介して) 時、 接地接続ネットワークの非常に高いインダクタンスを放電電流が流れると、 シャーシ (など) は「アース・リフト」トランジェントを受ける。
既に述べたように、ワイヤや編組ストラップを用いた接地でさえも、 放電を受けた製品のシャーシに生じるピーク過渡電圧への影響が些少／皆無となるほど、 通常の導体の自己インダクタンスは高い。 実際、生じるピーク電圧は、接地されていない製品、 例えばバッテリー電源のもの、あるいは電源から「二重絶縁」されており 安全接地導体を持たない２芯主電源リードで給電されているものと、 ほとんど同一となるだろう。
製品のピーク過渡電圧は、
ESD 発生源の静電容量と製品の空間電荷静電容量とのあいだでの
電荷の再分配によって決定され得る。
製品の静電容量を非常に粗い近似によって計算できる：
ここで、a は製品を代表する球の半径、 b は石造や相当の金属を含む 最も近い床や壁や天井 (例えば吊り天井) から製品までの距離である。
それが妥当そうに思えるというだけの理由から、a の値としては、 製品の２つの最長の寸法、例えば幅と長さの平均の半分を用いることを提案する。 明らかに、上の式を用いて非常に正確なアセスメントを行なえると期待することはできず、 これは電荷再配分によって計算されたピーク過渡電圧に期待できる精度にも影響する。 ピーク過渡電圧の正確な計算は、ESD 発生源の静電容量も同定する、 現代的なコンピュータ・シミュレーション・テクニックを用いて達成できる。
アース・リフト電圧は相互接続ケーブルの全ての導体に共通であるので、 それはコモン・モード (ESD) トランジェントであり、 これは多数の入出力デバイスを同時に損傷させ得ることを意味する。
保護のためには、 6.1.2章や 6.1.3章で述べたテクニックを用いて ESD の発生そのものを防止するか、 あるいは相互接続された製品のそれぞれを その周囲の複数の点で同一の金属板に金属と金属の直接の接続を行なうことによって 製品の局所接地ネットワークのインピーダンスを無視できる程度にまで低減する。 そのような力まかせの「接地接続」は、船、航空機、海上採油プラットホーム、 あるいは大きな金属板からだけ作られたその他の構造物においては、 まったく素直なものとなり得る。
また、この手法だけでアース・リフト問題から確実に解放されるかどうかは確信はないが、 [14] で述べたように、それぞれのケーブル・シールドが 両端の製品のフレーム、シャーシ、シールドなどに 360°接続された、 良くシールドされたケーブルとコネクタを製品の相互接続に用いることは、 アース・リフト電圧を低減するであろう。 上の手法全てが非実際的、あるいは不充分であるならば、 回路テクニックを入力や出力のデバイスに適用することになる： 電気的絶縁、もしくは、6.1.5章で述べたような TVS、トランジェント・ダイオード、フィルタ、あるいはコンデンサだけによる抑制。
アース・リフトはコモン・モードの現象であるので、
相互接続ケーブルのそれぞれの導体と直列の個別のチョークよりも、
あるいは少なくともそれと同等に、
コモン・モード・チョークが効果的であるかも知れない。
PCB 実装型コモン・モード・チョーク部品が入手可能であるが、
おそらくは ESD 電圧に耐える定格は持たないであろう。
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| Figure 6U: ケーブル取り付け型 CM チョークの例 |
電気的絶縁は最も頑健なテクニックであり、 変圧器 (例えば Ethernet のパルス・トランス、 専門家向けオーディオのマイクロホン・アンプなど)、 フォトカプラ、光ファイバ、ワイヤレス、赤外線、自由空間変調レーザ、 そしてその他のテクニックを使用することができる。 だが、変圧器やフォトカプラの大多数は kV の絶縁のための定格を持たず、 ESD 試験電圧に曝された時には弧絡するであろう。
変圧器を、通常は特注で、適切な定格で設計して製作することができる。 本質的には光源と受信器を導光部品で 20〜30mm 離しただけの、 10kV 定格のフォトカプラが、 いくつかの供給者から何年ものあいだ供給されている。 そのようなデバイスで高速デジタル・データも扱えるものを入手することは難しく、 通常は光ファイバーや自由空間レーザが必要となるであろう。 光ファイバーは、EMC の理由のために一般に望ましい ―― [14] を参照。
ESD イベントと有効な信号の弁別のためには、 通常はハードウェア、及び／もしくはソフトウェアの設計が必要である。 ESD イベントは非常に短いので、キーボード・ストローク、ボタンの押下、 そして低速の信号、制御、あるいはデータは、 いずれも単純なテクニックによる ESD イベントからの区別が容易である。
例えば、モーメンタリ・コンタクト・スイッチの非常に素早い「ジャブ」は 25ms 弱続くかも知れないが、 これは、それが励起する製品側の任意の共振の減衰を含めて、 ほとんどいかなる ESD イベントよりも 10,000倍長い。 従って、単純な抵抗 – コンデンサ低域通過フィルタ、 あるいはそのデータが数 ms 後にまだ有効であるかどうかを検査する 数行のキーボード・ポーリング・ソフトウェアが、 往々にして完璧に適したものとなる。
だが、高速データは ESD イベントとそれほど違わないかも知れない 立ち上がり時間、及び／もしくは持続時間の信号を用い、 単純な弁別方式を頼みにならないものとする。 高速アナログ信号には高品質のシールド ([14] を参照) を用いるべきであり、 デジタル・データもそうすることができる。 その代わりに、全ての信号をデジタル・データに変換し、 エラー検出、あるいはエラー訂正プロトコルを用いることもできる。
どのようなデジタル技術者でもエラー検出／訂正通信プロトコルを設計できるが、 そうする誘惑には何としても耐えるべきである！ あなたがこのタイプの設計の専門家でない限り、 頑健な製品を達成することは全く容易ではない。 Figure 6F が示すように、単一の非常に短い ESD イベントでさえも、 振幅、周波数、そして持続時間の予測が難しい意外な電磁現象を引き起こし得るし、 ESD イベントの一部は単発でも短くもない。
だが、ESD は、それからデータ通信リンクを保護する必要がある、 唯一のタイプのトランジェントではない。 ファスト・トランジェント・バーストは、 通常は既に述べたテクニックでかなり良く対処できる (周波数範囲と振幅を考慮して) ため、 このシリーズであまり述べられていないが、 エラー検出、あるいは訂正プロトコルは、 これらの長いノイズのバーストにも対処する必要がある。 実世界では、ファスト・トランジェント・バーストは、 特に高電力産業や高電圧配電スイッチヤードの近くにおいては、 数百 ms、時には数秒間続くことがある。
通信リンクのデータの保護のみのために 専門家の何百人年分もの経験を活用した IC、及び／もしくはソフトウェアを容易に購入できる。 従って、我々がどれだけ賢いとしても、それらは 我々自身が考えるかも知れない何よりもかなり費用効果が良いであろうから、 常にこれらを購入すべきである。
Ethernet や CAN bus は頑健なデータ通信の２つの例であるが、
それらは完璧ではない
―― 極端な電磁環境においては、Ethernet のデータ・レートはゼロに落ち、
CAN bus も CAN bus 規格の僅かな見落としのために同様となり得る [19]。
より洗練されたプロトコルが存在しており、
高く評価されている例の１つは、商用版が入手可能となっている、
リアルタイム MIL-STD-1553 バスで用いられているものである。
数メートル以内の ESD イベントからのフィールドは非常に強くなることがあり、 電磁設計に、より細部にわたり、より多くの注意を払うことを必要とさせる (例えば継目での λ/10 ではなく λ/100 のギャップの使用)。 良い ESD 設計のためのアドバイスは、他に [4] や [5] などでも得ることができる。
私の経験とスキルがそれを中心としたものであることから、 このシリーズはハードウェア・テクニックのみを述べてきた。 私がこの領域に不案内であることはすぐに明らかとなるであろうから、 私はあえてソフトウェアについては書かないことにし、 その代わりに EMC のためのソフトウェア・テクニックを理解している人々、 特に [20] [21] [22] [23] [24] [25]、[4] の 12.2.5章、 そして [5] の第37章を読者に紹介する。
勿論、 ESD やその他の電磁妨害 (例えばサージ) によって損傷を受けた デバイスの上でそのソフトウェアが走っているならば、 ソフトウェア・テクニックは機能できない。 しかしながら、それらの独立した出力での多数決やその他の操作を使用できる 複数の冗長プロセッサ「チャネル」の使用は、 その誤りが過渡的なものであれ損傷に伴う恒久的なものであれ、 異常なデジタル・プロセッサの検出のために使用することができる。
だが、冗長ハードウェア・チャネルは、 しばしば全てが (ほぼ) 同じ形で (ほぼ) 同時に同一の電磁妨害 ――例えば近傍の ESD や大地雷撃からの電界や磁界、 あるいは共通の主電源上の過電圧サージ―― に曝されることに注意することが重要である。
従って、もし全てのチャネルが同一の技術と構成を用いていれば、 それらは全て同時に同じ形で障害を起こし得る。 これは悪いことであり、「共通原因」故障として知られている。 これには、次のような方法で最も良く対処できる：
兵器の制御、金融機関、国防、 そしてフライ・バイ・ワイヤ旅客機などの安全クリティカルな応用などの、 非常に高信頼のシステムのためには、 設計の多様性を確かとする相当の注意が必要である。 別のチャネルのための異なるソフトウェア・プログラムを、 同一の大学の課程や職場を共有したことのない 異なるチームが作成した異なる要求仕様に対して書くことさえも必要となり得る。
これは、通常は、該当する安全規格 (例えば IEC/EN/UL 60950-1, IEC/EN/UL 61010-1, IEC/EN/UL 60601-1、など) を抑制コンポーネントに全面的に適用し、 それに加えて、導体とコンポーネントの電圧、電流、温度、そして電力の定格が、 製造上の許容差、老化の影響、そして合理的に予見される誤用 (例えばカバーを外しての動作) を考慮に入れた、最悪条件の動作 (例えば高環境温度と、高い電圧、電流、あるいは損失) に対して充分であることを確かとすることによって達成される。
フライバック現象は自動車でスパーク点火式内燃機関のための 高電圧パルスを発生させるために用いられるが、 電気機械スイッチでは厄介ものである ―― アークは太陽の表面よりも高い温度を持ち、 従って時とともに接触面を侵食し、不信頼性を増加させ、 勿論エミッションのバーストを生じる。
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| Figure 6V: 電気機械接点が開くときのスパークの単純化した例 |
実際の電気機械接点は完全に (Figure 6V では 1mm) 開くまでに有限の時間を要し、 従って数十マイクロメートルに過ぎない時のエア・ギャップを降伏させるためには フライバック電圧は非常に高い電圧に達する必要はなく、 この時のフライバックのアークやスパークの繰り返しのレートは MHz に達し得る。 接点間隔が増えると、フライバック電圧は上昇し、スパークのレートは低下し、 回路内に存在する浮遊容量によっては、 1kV 以上のスパークで kHz までになるかも知れない。
それぞれのアークやスパークの周波数スペクトラムは、 「DC〜日光」のかなり平坦なスペクトラムである。 アークやスパークからの目に見える発光は、 その非常に広帯域のスペクトラムのごく一部に過ぎない。 アークやスパーク自身の大きさは、 数十 GHz よりも下の周波数では効率的な放射アンテナとならないほど小さい。
その代わりに、RF ノイズを他の回路に導くことによって (例えばその接点に接続された電源ケーブルを介して)、 近傍の導体やコンポーネントへの誘導によって (例えば浮遊相互インダクタンスやキャパシタンス、 クロストークと呼ばれることがある近傍界効果を介して)、 そして電磁界の放射 (遠方界効果) によってエミッションを引き起こすのは、 フライバック電流が流れる導体やコンポーネントである。
これらの結合メカニズム全ては それらに接続されている導体とコンポーネントの共振周波数に強く影響されるので、 実際には、顕著な伝導性、誘導性、あるいは放射性エミッションは、 アークやスパーク自身の平坦で非常に広帯域のスペクトラムの代わりに、 数個の周波数のみを中心としたノイズのバーストとして スペクトラム・プロット上に現れる。
アークやスパークでの共通の問題の１つは、 それらが同一の製品内のマイクロプロセッサやその他のデバイスに干渉することである。 マイクロプロセッサが実装された PCB 上やその近くの 抑制されていないリレー接点の動作が干渉を引き起こすことに気付くのは、 全く珍しくない。
非常に有害な問題の１つは、 ソフトウェアのサイクルのほとんどのあいだは デジタル・ノイズ・イミュニティが スパーク接点からのノイズを除去するために充分であるが、 それぞれが数マイクロ秒で終わる、 イミュニティが不充分な１つ以上のソフトウェア状態がある、境界状態である。 これらの敏感なソフトウェア状態が、 スパークしている接点からのノイズのバーストと全く同時に生じたとき、 問題が発生する。 管理された状況下でその通りの状況を再現させることは非常に難しいので、 結果的な「ランダム」障害の原因の追跡は、 非常に長くコストを要する仕事になり得る。
アークやスパークの影響はファスト・トランジェント・バーストとして知られており、
IEC/EN 61000-4-4 は、この現象に対するイミュニティの試験のために
EMC 指令のもとでリストされた規格で参照されている、基本試験法である。
ファスト・トランジェント・バーストが何から発生し、
どのように干渉を引き起こし得るかについてのより詳しい情報は、
[7] から入手できる IEC/EN 61000-4-4 についてのガイドで見ることができる。
ラジオやテレビの受信器は産業環境の特徴ではなかったため、 産業環境のためのエミッション規格は、 往々にして過渡エミッションに対する特別な要求を何も持たない。 アークやスパークが通常の動作で起きるならば、 積分式の検出器を用い、 従ってそのようなトランジェントの振幅を極度に過小評価する、 連続的なエミッションのための通常のテクニックを用いて測定された。
だが、今は先進国の人々は現代世界と呼びたがるものの中に住んでおり、 この世界では非常に多くの家庭用器具、ほとんどの消費者向け電子機器、 そしてほとんどの産業用機器がマイクロプロセッサによって制御されている。 また、現代の住宅、商業、そして産業環境には、 デスクトップ、ラップトップ、ノートブック、パームトップ、 そしてその他の種類の個人用デジタル機器がある。
これらの新しいユビキタス・デジタル／コンピュータ・テクノロジーは、 高々数ナノ秒で終わる単一の過渡 EMC 事象によって容易に混乱し、 広範囲の予測できない誤動作をもたらし得る。
EMC 指令のもとでリストされている現行のエミッション規格 (EN 55014-1 など) や その他の国際規格や国家規格全てが現代世界のために適切ではないと 非常に強く主張することができる (そして、そうされてきた) が、 規格委員会は少なくとも 20年にわたって 何とかしてこの重要な課題を無視しようとしてきた。
従って、干渉に関係する金銭的な、またその他の損失の可能性や、 起こり得る安全上の課題 (このシリーズの第０部 [13] を参照) を考慮して、 EMC 工学を適切かつ費用効果良く行なおうとする時、 たとえエミッション規格がそれを要求していないとしても、 同一の製品の他の部分との干渉を防ぐためだけにでも、 アークやスパークに伴う全ての過渡エミッションを適切に抑制することを推奨する。
「ファスト・トランジェント・バースト」に対する基本イミュニティ試験規格、 IEC 61000-4-4 は、 電気機械接点によって引き起こされる電気的ノイズを模擬しようとするが、 実際の接点は Figure 6V が示すように MHz から kHz まで連続的に変化するレートでのアークやスパークを生じるのに対して、 5kHz と 100kHz のいずれかの固定のスパーク・レートを用い、 従って 61000-4-4 に対する試験への合格は 製品が実際の動作で充分に信頼できるであろうことを意味するとは限らない。
電気機械接点 ――例えばスイッチ、リレー、コンタクタ、サーモスタットなどの―― を用いると決めた場合、 住宅及び商業環境のための既存のエミッション規格に適合させるためには、 通常は、スナップ動作の「マイクロスイッチ」型の接点を用い、 また毎分５回以上スイッチさせないことが必要である。
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| Figure 6W: 典型的な直列スナバ |
だが、フライバック電流は依然として流れ、 アークやスパークと関係する非常に広帯域のものではないものの、 ノイズを誘導させ、放射させる。 従って、スナバは、(通常はトライアル・アンド・エラーによって) そのコストと EMC の利益とをバランスさせるように設計すべきである。
スナバ抵抗は低インダクタンスのタイプであるべきであり、 スナバ・コンデンサは抑制すべき全周波数範囲にわたって良い性能を持つべきである。 RF 抑制のための特定のタイプのコンポーネントの適切さに何か疑問があれば、 信号発生器とをオシロスコープ (理想的にはネットワーク・アナライザ) を用いて、 1MHz かそれよりも高い周波数で試験する。 時には、必要な静電容量を適切な高周波性能で達成するために、 いくつかの低容量のコンデンサを並列に接続する必要があるかも知れない。
スナバは、常に、それが抑制しようとする接点のごく近くに実装しなければならない。 スナバと関係するいかなる導体 (ワイヤ、ケーブル、PCB トレースなど) も、 スナバに加わるインダクタンスが非常に小さくなるように、非常に短くすべきである。 コンポーネントの選択と組み立ての これらの実際上の問題が正しく処理されていないならば、 スナバの追加は、エミッションの振幅を低減せずに、 単にその周波数を「再調整」することになり得る。
Figure 6W の直列スナバ・テクニックでの大きな問題は、 スイッチされる電力や信号が AC である、 もしくは顕著な AC 雑音成分を含む DC である時、 スナバが接点をバイパスして ある程度の電流を「漏洩」させられるようにすることである。 私は、強力な警報ベルに接続されていたリレー接点に直列スナバを付けた時に、 この問題に最初に出会った。 リレー接点が開いている時、 接点が閉じている時ほど大きくではないものの、ベルが鳴り続けた。
「カバーを外す前に機器の外で主電源を切ること」という指示を無視する
保守要員やユーザーは、しばしば、
開いた接点は、その「下流」の回路は危険ではないことを示すと仮定する。
だが、Figure 6W のスナバ定数と 230V rms 50Hz 主電源では、
漏洩電流はおおよそ 7.5mA であり、
人を直接殺すためには充分な電流ではないが、
傷害をもたらし得る (例えば梯子から落下させる)、
不随意の筋肉反応 (すなわち強い痙攣) を引き起こすためには、充分以上である。
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| Figure 6X: 低漏洩スナバはより安全で、しばしばより効果的である |
ほとんどのスナバ設計は EMC 試験中のトライアル・アンド・エラーによって行なわれるものの、 少なくともトライアル・アンド・エラーのための出発点となる、 コンポーネントの値の選択のためのいくつかの粗いガイドラインがある： IL を RMS での負荷電流 (A)、 V を RMS での供給電圧 (V) として、 R (in Ω) = V / IL、 C (in µF) = k・IL。 k の値は当て推量によって決定され、通常は 1 に設定されるが、 最終的な値が 0.1〜2 のあいだとなることは珍しくない。
スナバの RC 時定数が 50ms 以上の時、 スナバで用いられる抵抗はおそらくは誘導性のタイプのものとできる。 用途によっては、スナバは激しい電圧、電流、 及び／もしくは電力ストレスに曝され得るため、 かなり大きい高電力コンポーネントの使用が必要となる。
上の議論は RC スナバを中心としてきたが、
フライバック電流のための代替の経路を与えるために
非線型デバイスを使うこともできる。
適切なデバイスは、単体で、
もしくは R、及び／もしくは C コンポーネントと組み合わせて使用される、
トランジェント用ダイオードと整流器、
バリスタやシリコン・アバランシェ・デバイス (SAD) のような
サージ防護デバイス (SPD) を含む。
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| Figure 6Y: 誘導性負荷のスナビングはエミッションを低減する |
信頼性のため、スナバとして用いられるダイオードや整流器は サージに対する定格を持つものである必要があり、そうであっても、 意図された動作寿命にわたって耐えなければならないであろう 総サージ数を確実に扱える値にピーク電流を制限するために、 1〜10Ω の直列抵抗を必要とするかも知れない。 1N4007 や 1N914、あるいはツェナー・ダイオード、あるいは 「通常の」電子部品のいずれかを使うことは良くない ―― それらはテスト・ベンチでは良く機能するかも知れないが、 それらを実際の製品で使うことは 不満を抱く顧客と保証コストの増加を保証するだけである。
スナバとして用いられるダイオードや整流器は
フライバック電圧を 1V 前後にクランプするが、
そのような低い電圧は磁界の遅い減衰 (V = L di/dt) を、
従ってそのコイルが何を駆動しているとしても
より長いターン・オフ時間を意味する。
ダイオードや整流器の代わりに
SPD (ツェナー・ダイオードではなく) を使うことは、
その電気機械デバイスによって制御されるものが何であれ、
より速い応答時間と引き換えに、
フライバック電圧を、従ってエミッションを高くする。
整流子のスパークの問題への対処の最良の方法は、 電気モータを全く使わず、 その代わりに空圧や水圧のモータを使用することである (空圧や水圧が既に利用可能であれば)。
次に良い方法は、例えば次のような、 異なる技術に基づいたモータを用いることである：
DC、もしくは整流された AC で駆動される標準的な整流子モータ (ユニバーサル・モータと呼ばれる) を使うと決めたならば、 最良の解決はバリスタ (MOV) ディスクを回転子上に直接付けることである。 これは整流子スパークを劇的に低減し、エミッションを低減するとともに、 ブラシと整流子の寿命を改善するであろう。
DC モータの回転子のためのバリスタ・ディスクの供給者は数社あるが、 欲しいモータにバリスタ・ディスクが既に取り付けられている (例えば多くの CD や DVD のプレーやで用いられている DC モータ) のでない限り、 モータ製造業者はおそらくはディスクの付けられたモータの設計のために 大きな最低発注量を要求するであろう。 従って、回転子にバリスタ・ディスクを付けて作られた特別なモータの入手は、 おそらくは消費者向け、自動車、あるいはその他の大量生産製品のためにのみ 適切なソリューションであろう。
上記のいずれの手法も使用しないならば、 残された手段は、スパークしている整流子からのエミッションの抑制のために シールドとフィルタのテクニックを適用することだけである。 私は多くの整流子モータの抑制を行ない、通常は小さいものよりも 大型の産業用モータを抑制する方が容易であることに気付いた。
最もノイジーな整流子モータは、往々にして、 安価な子供向け玩具で見られる非常に小さいものであり、 その一部は、エミッション特性がもっと安定していたならば、 EMC 試験機器やサイトのチェックのための 良い広帯域ノイズ発生器となり得ることだろう。
私は、可変速モータ駆動、大型で非常に強力な X 線発生器、 一連のコンピュータ化された制御、Wi-Fi が取り付けられた、 またその屋根の上に点滅信号灯と警報サイレンが付けられた 大型路上走行トラックからのエミッションを試験したことがある。 そのサイレンは整流子モータで駆動されており、 遠隔制御によってアンテナの前をゆっくりと通過する時に、 その警報サイレン内のモータがトラックからの 最大のエミッションを引き起こしていたことに気付いた。
モータとそのブラシは、シールドとして機能するように、 小さい換気孔のみを持つ金属の箱に囲まれているべきである。 この箱は、金属のモータ・フレームであっても、 あるいは外部の金属のエンクロージャであっても良い。 だが、その構造が、 その構造の金属部品間の接続面全体での信頼できる電気的接続を 生涯にわたって確かとしない場合、 モータ・フレームをシールドとして使うことは困難となり得る。
回転子の金属軸が外部の金属のものに接続されるならば、 その金属軸をモータの金属の箱に「RF 接続」するために 回転導電性ガスケットやその他の接触手段を用いる必要があるかも知れない。 私はそうする必要があることに気付いたことはないが、 金属のローラー・ベアリングやボール・ベアリングでさえも 通常はグリースのせいで非導電性であるので、その可能性はある。
最後に、モータ・ケーブルはブラシの非常に近くで その金属の箱に引き込まなければならず、 理想的にはその全長にわたってシールドし、 そのシールドを両端で 360°シールド接続すべきである。 このシリーズの第２部と第４部 ([14] と [16]) は、 360°シールド接続を正しく行なう方法を述べている。 モータ側では、 シールドはモータのシールド・エンクロージャに 360°接続しなければならず、 端子箱が取り付けられているモータは、その周囲の多数の点で モータのフレームに熔接された金属の端子箱を持たなければならない。 プラスチックの端子箱はシールド・テクニックの使用を妨げる。
モータ・ケーブルが上で述べたようにシールドされていない場合、 例えば、ケーブルはシールド・タイプであるがシールドが片端でのみ終端されている、 あるいはいずれかの側で「ピッグテール」 (短いワイヤやコネクタ・ピン) で終端されている場合、 モータのシールドに「RF 接続」されたフィルタが、 モータ・ケーブルがモータに入る箇所の傍に取り付けられているべきである。
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| Figure 6Z: 整流子モータのフィルタリングの例 |
もしコンデンサだけでは充分な抑制を与えないならば、 Figure 6Z の下側の回路に示すように、 チョークやその他のフィルタ・コンポーネントを追加することができる。 私はそれが上で述べたコンデンサの「反対側」に取り付けられた時に 最も良く働くことに気付いたが、 ガイドによってはそれらを異なる順序で示し、 CM チョークをコンデンサではなくブラシに直接接続する ―― 私が良いことに気付いたことのない回路構成である。
X2Y™ Attenuator® は、 DC モータの抑制のために非常に効果的であることが示されている、 最近開発されたタイプのデバイスである。 それは、４つの端子 ――A、B、そして２つの「接地」端子 G1 と G2―― を持つ、３電極「平衡」コンデンサである。 端子 G1、及び G2 への電流経路が同一である (あるいはほぼ同一である) ならば、 X2Y™ デバイスは２端子コンデンサよりもかなり低い自己インダクタンスを持ち、 従って RF の抑制のためにより効果的である。
X2Y™ デバイスについては、[18] の 5.2.10章で、 PCB 上での減結合用途での利点について述べた。 DC モータの抑制のための X2Y™ デバイスの使用に関する 相当の有用な情報と試験データは [27] に掲載されており、 そのいくつかは、正しく組み立てられた単一の X2Y™ Attenuator® が ７つまでの「通常」のコンポーネント (チョーク、コンデンサなど) による 良い設計のフィルタよりも良い抑制を与えることを示している。
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| Figure 6AA: X2Y™ Attenuator® による整流子モータの抑制 |
X2Y™ デバイスは通常のコンデンサ製造テクニックを使用し、
いくつかのコンデンサ製造業者によってライセンス生産されている。
例えばワイパー・モータの抑制などの自動車用コンポーネントのために
大量に生産されているタイプは、
同一の定数の通常の２端子コンデンサよりも少し高いだけであるが、
大量に生産されていないタイプは通常のコンデンサよりもかなり高くなるかも知れない。
従って、コストを低く保つために、どの定数が最も安価であるかを見付け、
それを用いて設計するのが最良である。
だが、もし単一の X2Y™ デバイスが ７つの通常のコンポーネントを置き換えられるならば、 そのデバイス自身が同一の定数の通常のコンデンサよりかなり高価であったとしても、 全体として費用効果が良くなり得る (例えばボード面積の低減を助けることで)。
最良のアプローチは、電力用スリップリングを誘導結合で置き換えることである ――本質的には、変圧器のコアを半分に分割し、一方を固定して残りを回転させる。 もう１つのアプローチは光ロータリー・ジョイントを使うことであるが、 現時点では、レーザー光を電力に変換するためのデバイスは数ワットまでに限られており、 従ってこのテクニックは電力の電気的絶縁が必要な場合に、より適切である。
回転の角度が制限されている (例えば自動車のハンドル) ならば、 スリップリングを、その軸の周りに巻かれた可撓ケーブルやフレキシブル PCB ――しばしば「クロック スプリング」接続と呼ばれる―― で置き換えることが最良となり得る。 これは摺動接点を必要とせず、シールドすることもできる。
だが、摺動接点を介して電力を通すと決めたのであれば、それぞれの接点に、 例えば共通の電気的接続として働く短い金属のバーの上にそれらを取り付けて それらのブラシ間のインダクタンスを非常に低くした、 複数のブラシを用いることが最良である。 そうすれば、１つのブラシが高い抵抗を生じたならば、 その回路を流れていた電流は、 フライバックやスパークを引き起こすのに充分なインダクタンスを経験することなしに、 良い低抵抗を持つブラシに流れることができる。
また、スリップリングにスナバを適用することもできる。 明らかに、Figure 6W に示されている直列スナバは適切ではないが、 スリップリングの片側もしくは両側の回路に Figure 6X に示されている「低漏洩」スナバを取り付けることができる。
だが、現代的な熱面点火は信頼できるものと理解しており、 スパーク点火の代わりにそれらを使用することは複雑さを低減し、 コストを節約し、スパークとその過渡エミッションを共になくす筈である。 明らかに、それらは スパークのタイミングが１秒以内で正確でなければならない用途のために 充分に素早く応答できないので、ガス／オイル・バーナーに適するだけである。
スパーク点火を用いる場合、高電圧導体の長さを最小限とし、 「偶発的アンテナ」 [14] としての効率を低くするために、 高電圧発生器をスパーク・ギャップと同じハウジングの中に組み込むことが最良である。
もう１つのテクニックは、「偶発的アンテナ」効果を最小限とするために、 スパーク・ギャップのごく近くに適切な高電圧フィルタを取り付け、 それとスパーク・ギャップのあいだの高電圧導体の長さを最小限とすることである。 6.2.4章で述べたようなスナバは、 スパークの発生を妨げようとするので、適切ではない。 スパークのタイミングが重要な場合、フィルタの手法は適切ではないかも知れない。
長い高電圧導体を用いるならば、その「偶発的アンテナ」の効率は、 高電圧ディストリビュータを用いる自動車の スパーク・プラグ・リードで用いられているような 高損失 (カーボン) 導体の使用によって低減できる。 その直列のレジスタンスは導体内の RF 共振を「制動」し、 これはそれぞれの個別の導体の周囲 (コモン・モード RF エミッションの抑制のためにより一般的であるように 双方の周囲に一括してではなく) のフェライトのシリンダーやトロイドを用いても達成できる効果である。
最後に、例えば以下のような、[14] で述べられている通常の配線テクニック全ては、 高電圧ケーブルからのエミッションの低減のために使用できる：
ベルやブザーのスパーク・ギャップは、 RF ノイズをベル・ワイヤから締め出すために容易にフィルタできるが、 問題は、ベルやブザーが非常に安価なコンポーネントであり、 効果的な EMC フィルタはベルやブザー自身よりもコストを要し得ることである！
6.2章で述べたアークやスパーク全てと同様、最良のアプローチは、 (可能であれば) 別のテクノロジーを用いてアークやスパークを完全に避けることである。 ベルやブザーの場合、発音エレメントを、 圧電発音部品のような異なるテクノロジーに完全に置き換えられるかも知れない。
発音子としてベル・クラッパーやブザー・プレートを残さなければならないならば、 そのスパーク・ギャップを、 ストライカーやブザー・プレートを駆動するコイルを駆動する 非安定発振器に置き換えることができる。 アークやスパークの影響を抑制する代わりに除去する設計テクニックのほとんどと同様、 その結果は、侵食され摩耗するスパークする接点がないことから 遥かに信頼できる安価な電気ベルとなる。
調整して固定すべきスパーク・ギャップ調整ねじがないので、 そのようなベルやブザーの組み立ても、より低コストである。 それに加えて、勿論、製品の生涯にわたる、 スパーク・ギャップの侵食の補償のための調整の必要もない。
私は、1901年に Cassell and Company Ltd から出版され、 (当時の) １シリングの大金で売られた、 「Electric Bells」と題された本を持っている。 ダイオード・スナバ を別として、 現代的なベルの設計と構成はその本の図に正確に対応する。 EMC エミッション管理が求められる今日においては、 100年来の伝統を打破する必要がありそうである。
かつて、伝統的な磁気式安定器を持つ蛍光灯が その高レベルの高調波電流に伴って顕著な問題を生じたが、 より高いエネルギー利用効率を達成するために、 今はほとんど全ての負荷は電子式となっている。 例えば、照明産業に限っても、 磁気式安定器は高周波電子式安定器に、 フィラメント・ランプは小型蛍光灯や LED ランプに置き換えられており、 その全てが本質的には整流器 ― コンデンサ電源入力を持つ スイッチ・モード・コンバータから給電される。
ほとんどの電子負荷は AC 電源から非安定化 DC レールを生成するための 整流器／コンデンサ回路で始まり、それらは非常に非線型な回路であり、 従ってこの惑星を救おうとする (あるいは少なくとも電気料金を減らそうとする) 試みの１つの帰結は、主電源配電網の高調波電流「汚染」の増加である。
電源網の高調波電流は波形歪みから発火や発煙の危険 [31] までの 多数の好ましくない影響を持ち、[12] はいくつもの実例を含む。 結果として、主電源への高調波電流のエミッションに対する限度が、 230/400V 主電源から 75A までを消費する製品に対して EMC 指令のもとでリストされた規格 (EN 61000-3-2、及び EN 61000-3-12) によって導入された。
主電源高調波が何から発生し、 どのように干渉やその他の問題を引き起こし得るかについてのより詳しい情報は、 [7] から入手できる IEC/EN 61000-3-2 (エミッション) と IEC/EN 61000-4-13 (イミュニティ) についてのガイドで見ることができる。
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| Figure 6AB: ブリッジ整流器の例 |
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| Figure 6AC: ブリッジ整流器が吸い込む非線型電流 |
Figure 6AC は、純粋な正弦波形と、 Figure 6AB の回路が消費する典型的な電流とを比較する。 (純粋な正弦波の主電源は長年のあいだ現実には見られたことがないが、 それがここで重要な点である。) コンデンサが DC レール電圧を「平滑」するために電荷を保持するので、 主電源電圧がコンデンサの電圧よりも 少なくとも整流器のオン電圧分だけ高い短い期間のみ 整流器に主電源電流が流れることは明らかである。
負荷への電力全てを、
この短い期間のあいだに主電源から吸い込まなければならないので、
そのピーク主電源電流は、
同一の電力が単純な抵抗によって AC 電源から直接吸い込まれた時に
そうあるであろうよりもかなり高い。
負荷電流に対する静電容量の比率を上げることにより、
DC レールがより「滑らか」になると、
主電源電流のパルスはより短く、またより高くなる。
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| Figure 6AD: 整流器に関係する波形とスペクトラム |
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| Figure 6AE: SCR に関係する波形とスペクトラム |
半波で動作する単一の整流器の電流は、 奇数倍とともに偶数倍 (2次、4次、6次など) にも周波数成分を持つであろうし、 半波整流器は平滑コンデンサなしで抵抗性や誘導性の負荷に給電する時にも 相当のレベルの高調波を持つであろう。
サイリスタやトライアックなどの位相角制御シリコン制御整流器 (SCR) も整流器であるが、 その電流波形は導通角に依存して変わり、 従って、Figure 6AE に示すように、 主電源電流の周波数スペクトラムも導通角によって変わる。 全導通よりも小さく設定された時、 抵抗性や誘導性の負荷に平滑コンデンサなしで接続されている時であっても、 顕著な高調波電流を発生する。
位相角制御された SCR が発生する高調波電流に対する解決策は、 それが実際的であれば、代わりにバースト点弧テクニックを用いることである。 バースト点弧はゼロ・クロスの近くで SCR をオン／オフするので、 それが吸い込む電流は負荷と電源電圧にのみ依存する。 バースト点弧された SCR は、実際には充分な電圧を持つまでターン・オンできず、 その電流が閾値の下に低下した時に自動的にターン・オフするので、 依然としてそれぞれのゼロ・クロスの付近で RF エミッションのバースト ――通常はコンデンサで容易に抑制できる―― を生じる。 この記事では SCR についてはこれ以上述べない。
力率 (PF) は総 W を総 VA で割ったものであるが、 高調波電流は電源電圧と同相ではなく、 従って VA を増やすが W は増やさない。 1.0 の PF が理想であるが、 高調波電流の消費の増加はそれをこの値よりも下げる。 これが、高調波電流のエミッションを減らすように設計することが、 通常は力率補償 (PFC) と呼ばれる理由である。
実際には基本波力率である、電力工学で伝統的に用いられてきた
「力率」という用語に混乱させられないことが重要である。
総 W / 総 VA は波形に依存しないので真の力率であるが、
基本波力率は単に正弦波の電源電圧と正弦波の負荷電流のあいだの
位相角の余弦である。
基本波力率はその電圧と電流が依然として正弦波に似ている AC 配電網のためには 依然として適切な概念であるが、 Figure 6AB のような整流器が消費する、 Figure 6AC や 6AD に示すような波形の非線型電流を考慮する時には無意味である。 残念ながら、技術出版物は 「力率」という用語の２つの用法のあいだの違いを区別しないことがあるので、 力率補償についての出版された記事や広告は、実際には、 例えばその端にいくつかのコンデンサを追加することによって 長い電力線のインダクタンスの影響を補償する、 基本波力率の補償についてのものであることがある。 この章の残りは、ブリッジ整流器 — コンデンサ回路からの 高調波電流のエミッションの低減のための設計テクニックを議論する。 使用できる多数の手法がある：
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| Figure 6AF: 安価な高調波試験器の例 |
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| Figure 6AG: 低容量の非安定化 DC 蓄積コンデンサの使用 |
その欠点は、安定化させられていない電源のリップル電圧が増加し、
従ってその負荷がそのような大きい DC リップルで
正しく動作するように設計されていなければならないことである。
このテクニックは、可変速 AC モータ・インバータ・ドライブの
いくつかの機種で、成功裡に適用されている。
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| Figure 6AH: 主電源高調波のために適切なフィルタリング・テクニックのいくつかの例 |
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| Figure 6AJ: 主電源高調波のために適切なフィルタリング・テクニックのもういくつかの例 |
低域通過フィルタのアプローチの代替の１つは、
６次や７次までの高調波のための「共振トラップ」フィルタと、
より高次の高調波のための１段低域通過フィルタである。
並列接続されたフィルタの問題の１つは、
それらが AC 電源の電圧波形の歪みへの応答として
高調波電流を吸収する傾向があることであり、
従ってフィルタ設計はこれを考慮すべきである。
Figures 6AH と 6AJ はしばしば用いられるタイプのフィルタのいくつかの例を示し、
どの良いフィルタ設計マニュアルも
これらや他の多くのタイプのフィルタのために必要な設計公式を与えるであろう。
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| Figure 6AK: PFC のための直列インダクタの使用 |
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| Figure 6AL: 3φモータ・ドライブへの直列インダクタの追加の実際の例 |
インダクタの値が充分に大きければ、各サイクル内で電流はゼロに低下せず、 従って整流ブリッジは矩形波に近いデューティー・サイクルでスイッチし、 素晴らしい PF を与えるであろう。 このテクニックの欠点は、 DC 経路内のチョークは飽和してはならず、 従って大きくて重くなければならないことである ―― それらは、その負荷電力のための定格の主電源変圧器の半分程度の大きさに、 あるいはさらに大きくなり得る。
一方の巻線がブリッジからのプラスの出力に、 他方がマイナスの出力に接続された共通の磁芯上の２つの巻線の使用が、 整流器からのスイッチング・ノイズを低減させて RF エミッション限度への適合を助けると主張されているが、 私はこれを試したことはなく、いずれにしても 単に整流器のそれぞれと並列の 10〜100nF のコンデンサの追加が 充分に良く働くようである。
直列インダクタの、もう１つの、おそらくはあまり理想的でない場所は、 AC 電源自身と直列、ブリッジ整流器の前である。 いくつかの製造業者が、 高過ぎる高調波電流を放出していることがわかった製品の主電源への接続のために、 そのようなチョーク (しばしば、「ライン・リアクトル」、あるいは単に「リアクトル」と呼ばれる) を供給している。 (Figure 6AK で示した位置にチョークを追加する方が良いであろうが、 これは保証を無効とし、またおそらくは安定化されていない電圧を 変動させることによって性能や信頼性も損なうであろう。)
Figure 6AL のオシロスコープ波形は、実際の３相可変速モータ・ドライブの
主電源と直列でのライン・リアクトルの追加の影響を示す。
これは最も安価な方式の PFC であり、 TV、VCR、そして類似の大量生産される消費者向け製品で広く用いられているが、 例えば Infineon TDA 1684X ファミリ [28] のような 特定の種類の可変周波数スイッチ・モード・コントローラ IC とともにのみ働く。
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| Figure 6AM: チャージ・ポンプ PFC 回路の例 |
点線で囲まれた蓄積インダクタ、整流器、
そしてチャージ・ポンプ・コンデンサが加えられ、正しい定数が選ばれた時、
その可変周波数スイッチングの効果は、
そのコンデンサを介して注入される電荷の量を
電圧サイクル全体で主電源電流が滑らかに変わるように変え、
ブリッジ整流器の負荷がコンデンサではなく抵抗であるかのようにする、
正弦波電流を模擬するものとなる。
回路の全ての部分の波形を含む、それがどのように働くかの詳細は、[28] を参照。
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| Figure 6AN: 「アクティブ」PFC 回路の基本構成 |
アクティブ PFC がある場合、 整流器からの「補充」のあいだの 10ms 近くのあいだ 負荷電流を供給しなければならない代わりに、 ブースト回路から数マイクロ秒ごとに電荷が補充されるので、 通常は C1 の容量は小さくできる。
また、C1 は通常は別の種類のコンデンサを用いる必要がある ―― ブースト・コンバータからのマイクロ秒の期間の電流パルスに適切に応答するように、 巻かれた電解タイプではなく、 おそらくは 100kHz 以上まで低インピーダンスを持つタイプとすべきである。
ブースト・コンバータの動作のため、
単純なブリッジ整流器と平滑コンデンサの場合に普通であるよりも
より滑らかでより安定したものとなる傾向があるものの、
アクティブ PFC 回路の出力は、依然として非安定化 DC レールである。
実際、そのようなブースト・コンバータは、
通常は 100〜250V rms の範囲にわたる主電源電圧での
負荷の動作を可能とするように設計でき、
これは世界のあらゆる場所で売られるかも知れない
消費者向け製品にとってのボーナスである
―― 必要なことは、関係する国のための正しい電源コードを添付することだけである。
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| Figure 6AP: 「アクティブ PFC」回路の典型的な波形 |
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| Figure 6AQ: EPCOS からの「アクティブ PFC」回路の例 |
Figure 6AQ は、EPCOS のデータ・シートからコピーした、 アクティブ PFC ブースト・コンバータの実際的な具体例を示す。 C2 を除く、Figure 6AN で示した基本的な特徴の全てが含まれている。 それは、電源波形の平滑のために、C2 の代わりに主電源フィルタに頼る。 一般に、ノイズ源は物理的にそのできる限り近くで抑制するのが最良であり、 フライバック・チョークの入力から 0V へのコンデンサ (Figure 6AN の C2 のような) の追加は、 主電源フィルタを単純化し、総費用を若干減らすことを可能とするかも知れない。
Texas Instruments は、元は Unitrode によって書かれた、
PFC 回路の設計に関する多くの有用なアプリケーション・ノート [29] を発行している。
今は、異なる特徴を持ち、
互いに他のものに対する利点を持つと主張する競合する回路トポロジーの
アクティブ PFC コントローラ IC が、多くの製造業者から供給されているが、
その話題はこの記事の範囲を超える。
アクティブ PFC 回路は数十 kHz から数百 kHz、あるいは MHz でさえもスイッチし、 従って高レベルの RF エミッションを持ち得る。 以下のものを含む、 このシリーズの第１部、第３部、第４部、及び第５部 ([13] [15] [16] 及び [17]) で述べた設計テクニックは、これらのエミッションの抑制のために使用できる：
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| Figure 6AR: 6φブリッジ (12パルス) 整流器の例 |
電力会社のエミッション規則 (例えば UK の [30]) に従わなければならない
産業プラントにおいて、3φ整流器を6φに変換することが数年前に流行したが、
電源が平衡していない、あるいは歪んでいる場合には効率が悪く、
移相変圧器が必要であり、銅の価格が高騰したので、
今は 6.3.8章や 6.3.9章で述べたテクニックの使用が流行しているようである。
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| Figure 6AS: 「アクティブ・フロント・エンド」 (AFE) 3相「ブースト」整流器 |
AFE テクニックは、異なる PWM スイッチング・パターンを選択することで
負荷から電源に電力を移すことができ、
従って双方向に動作させられるため、広く関心を持たれている。
それは、結果として、例えば機械のモータの再生ブレーキで、
また代替電力発電機器 (太陽電池、風力発電など) で有用となり得る。
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| Figure 6AT: 「アクティブ高調波フィルタ」の基本要素 |
これは全ての種類の主電源配電網の、そして産業プラントの 高調波電流をクリーン・アップする (すなわち低減する)、実績のある手法である。 私はこれを「逆高調波注入」テクニックと呼ぶが、 そのテクニックも製品も主電源をフィルタするものは全く持たないにもかかわらず、 主電源配電網のクリーン・アップを意図した製品の製造業者は、 通常はそれを「アクティブ・フィルタ」と呼ぶ。
このテクニックは、相不平衡や電源波形歪みに比較的良く耐え、
従って製品からのエミッションに対して働き、
それが接続された主電源配電網全てを補正しようとしないような方法で適用できる。
それは設備で広く用いられているものの、
この手法は製品に組み込むこともできる (そして、組み込まれている)。
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| Figure 6AU: 電源で電圧変動とフリッカがどのように生じるか |
Figure 6AU が示すように、電源網には常にインピーダンスがあるので、
網の上の任意の変動電流は、それに応じて電源電圧を変動させるであろう。
「フリッカ」は、電源電圧の急速な変動に対して用いられる用語である。
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| Figure 6AV: EN 61000-3-3 の Figure 4 からのエミッション限度の例 |
Figure 6AV は連続的な「矩形波」の負荷電流変動に対する例である； 同一の周波数範囲内で、 異なるマーク ― スペース比は異なる限度を持つであろう。 不規則な、過渡的な、そして不連続な電流変動は、 さらに異なる限度をもたらすであろう。 人のフリッカの知覚の計量心理学と 60W 白熱電球の時定数の組み合わせから全てが生じるこの複雑さのため、 規定通りの測定は、 合格か不合格かの判断にデジタル処理テクニックを用いた 「フリッカメータ」によってのみ行なうことができる。
フリッカメータ測定に関係する処理の規格は、IEC 61000-4-15 である。 例えば、高調波と電圧変動とフリッカのエミッションの測定の機能を組み合わせた、 Figure 6AF に示す製品のような、フリッカ測定のための安価な計測器が入手可能である。 計算、及び／もしくは単純な試験機器を用いて、 幾分ラフで手早い方法で適合性を判断することもできる。 電圧変動とフリッカの DIY 測定に興味のある人は、 常に 6.2.1章の安全上の配慮を完全に考慮して、 [6] の 7.5章と 7.6章を読んで欲しい。
照明のフリッカは、主に、主電源から給電された白熱電球の照明のもとで 読んだり作業を行なったりする人にとっての問題である。 AC/DC 電力変換器の「平滑」のため、 主電源から給電されるテレビやコンピュータの画面は影響されにくい。
現代世界では、主電源の電圧変動やフリッカによって害を受け得る、 白熱電球以外の非常に多くのものがある。 大きな問題の１つは、主電源のディップが 製品の内部 DC レールを許容限界以下までドロップさせ、 誤動作や再起動を引き起こし得ることである。 ある種の放電灯はディップによって消灯し、 充分に冷えるまで再点灯せず、これには数分を要するかも知れない。
だが、この全てにかかわらず、 そして (CO2 からのこの惑星の保護と関連した理由で) 白熱電球は近いうちに合法的に入手できなくなるであろうという事実にもかかわらず、 これらの規格 (EN 61000-3-3、及び EN 61000-3-11) の限度は、 60W 白熱電球のフリッカの人の知覚に基づき続けている。
DC や AC の電源に接続される製品に適用される法的に義務付けられ、 あるいは契約上適用される規格がないとしても、同一の電源を共有する 他のデバイス、製品、機器、システムなどの動作と干渉しないという、 グッド・エンジニアリング・プラクティス上の要求がある。
Note: マネージャと話すときには、常に 「グッド・エンジニアリング・プラクティス」という表現を 「保証コストと金銭的なリスクを低減するプラクティス」に置き換える。 勿論、適切に管理された企業ではそれらは同じことを意味するが、 後者のフレーズは、それを達成するプロセスによってではなく、 望ましい金銭的な結果で表現する。 グッド・エンジニアリングの実施に留意するマネージャは少ないようであるが、 その全てが金を節約し、あるいはより多くの金を作ることには熱心であり、 理解されるであろう言語を用いることは技術者にとって重要である。
従って、電圧変動とフリッカのエミッションの管理のための設計テクニックは、 製品の電源電流の変動の範囲とレートの制御を中心とする。
エミッション規格の一部は、 電源が通常よりも低いインピーダンスを持つ場合、 製品の電源電流のより大きな変動を許容することに注意されたい。 従って、時には、単にユーザーが用意すべき電源の特性を規定するだけで、 適合させることが可能である。 勿論、これは合理的でなければならず、 家庭での使用が意図されたコーヒー・メーカーの製造業者が、 産業用の 100A 電源に接続しなければならないと規定することは、 受け入れられないであろう。
規格は停電や障害の後の突入電流に限度を設けないかも知れないものの、 実際上は、その制限も非常に重要なこととなり得る。 重い負荷がかかった主電源分岐回路の例を考える ―― その分岐回路のどこかでの絶縁故障は過電流保護をトリップさせ、 全ての機器への電力を遮断するだろう。
その電源系統の全ての負荷が投入されている時に電力を回復させたならば、 合計された突入電流は過電流保護を再びトリップさせ得る。 いくつもの機器の電源を手で切って回り、電源を回復させ、 その後で電源を１つづつ入れ直して回ることなしに、 その分岐回路への電源を回復させることはできないかも知れない。 従って、分岐回路上で自動順次主電源投入 (後述) が用いられない限り、 規格で要求がないとしても、 指示されない電源投入に際しての突入電流を制限することには 大きな利益があり得る。
ほとんどの電子機器は、電源投入の瞬間に、 ブリッジ整流器の後の平滑コンデンサへの突入電流の大きな「スパイク」を持つ (Figure 6AB 参照)。 定格が数ワットに過ぎない、通常の電流消費が数十 mA の電源でさえも、 電源投入時の突入電流は数十 A となり、 その瞬間に非常に高レベルの電圧変動を引き起こし得る。
だが、低電力機器の平滑コンデンサの充電は 数十 μs しか要さないかも知れないのに対して、 フリッカメータは 10ms の期間にわたる電圧変動を積算するので、 コンデンサの充電によって引き起こされる非常に大きいが非常に短時間の電圧変動は 10ms にわたって平均化され、通常はかなり低い値を持つものとして測定される。
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| Figure 6AW: 突入電流の低減のためのテクニックの例 |
多くの実際の製品では、Figure 6AW で示されているリレー接点は トライアックで置き換えられている。 だが、トライアックは短絡ではなく、用途によってはその過熱、 及び/もしくはゼロ・クロスの前後の ノイズのエミッションを考慮しなければならないかも知れない。
電子的な負荷のためには、負荷の正しい動作のため、 平滑コンデンサ上の非安定化電圧が規定された範囲に上昇するまで 負荷が動作を始めないことを確かとすることが、通常は非常に重要である。 マイクロプロセッサ回路においては、これは通常は、 電源条件が許容できると双方が満足するまで全てのデバイスをリセット状態に保つ、 「パワー・オン・リセット」と 「電圧モニタ」のデバイスの組み合わせによって行なわれる。 多くのスイッチ・モード制御 IC は、 電源投入時の突入電流を低減し、従って電圧変動のエミッションも低減する、 ソフト・スタート機能を持つ。
アナログ回路は、DC 電源特性を実際にモニタし、
リレー接点、SCR、あるいはパワー・トランジスタを用いて
回路への DC 電源をスイッチする必要があるかも知れない。
例えば、突入電流の制限のために緩やかに上昇する
電圧レールに接続されたパワー・アンプは、しばしば不安定性を、
そして出力段を損傷させることさえもあり得る誤った信号の出力を生じる。
オーディオ・システムの場合、
誤った出力信号は非常に大きく不快なノイズを引き起こし得る。
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| Figure 6AX: 突入電流の低減のためのテクニックのもう１つの例 |
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| Figure 6AY: 突入電流の NTC による低減 |
Figure 6AY は、Figure 6AW の回路の直列抵抗を NTC サーミスタで置き換えたものを示す。 NTC は、温度と抵抗のあいだに非線型の関係を持つ、温度依存抵抗である。 常温にあるとき、それはかなり高い抵抗を持ち、 平滑コンデンサを緩やかに充電し、突入電流を制限できるようにする。 充電電流がその高抵抗を流れると、それは加熱され、 充分に暖まるとその抵抗は低抵抗へと急激に変化する。 NTC は、それを通る通常の負荷電流が、それを「スイッチ・オン」のままとするのに 充分に熱く保つために充分であるように、慎重に選択される。
NTC は通常の動作中常に熱くなるので、 PCB や近傍のコンポーネントを損傷させ、 あるいはプラスチックのエンクロージャを融かさないことを確かとするように、 適当な予防策を設計する必要がある。 カバーを外すかも知れないサービス・エンジニアを火傷させないよう、 偶発的な接触から保護されていることも、重要である。
NTC が高抵抗状態に戻るのに充分に冷えるには何秒も要するので、 電源が切れてすぐに回復した時には、それは突入電流を制限しないであろう。
設計者によっては、突入電流制限テクニックの利点を、 スペースの節約とコストの低減のために 低いサージ電流定格のブリッジ整流器を指定するために用いていることが知られている。 突入が NTC で制限されている時、 電源の短時間停電が、あるいはスイッチをオフして再びオンにするユーザーが、 NTC を無効にし、それが扱えるよりも遥かに大きいピーク突入電流に伴って ブリッジ整流器を恒久的に損傷させる羽目になり得る。
主電源の瞬間的な停電で無効になることがないように適切に設計されていない限り、
Figures 6AW と 6AX に示した突入電流制限回路でも、同様の問題が起こり得る。
大型 AC モータ、変圧器、そしてその他の誘導性負荷は、
主電源サイクルの電圧ピークの近くでない箇所で投入された時、
電源投入の後の多くのサイクルのあいだ
通常の突入電流よりも大きな電流を吸い込み得る。
ゼロ・クロスでの投入は最大の突入電流を生じる。
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| Figure 6AZ: 誘導性負荷への突入電流の例 |
誘導性負荷の電源投入サージの低減のための明らかなテクニックの１つは、 AC 電源が正や負の電圧ピークの近くにある瞬間にのみ 電源が印加されることを確かとすることであり、 適切な制御を備えたトライアックをいくつかの製造業者が作っている。
AC モータは「滑り速度」が大きくなるとより多くの電流を吸い込むので、 その負荷をスピン・アップしている最中は、エミッション規格が許すよりも、 あるいは電源配電網にとって望ましいよりも多くの電流を吸い込み得る。 そのようなモータや類似の負荷は、 導通角を自動的に暫増させる位相角制御されたトライアックを用いた、 「ソフト・スタート」テクニックを使用することができる。 その導通角は何秒かをかけて増加させられ、 負荷の速度を緩やかに増加させながら、 全作動電圧に達するまで、平均 RMS 電圧を増加させる。
スイッチ・オフの瞬間に突然止める代わりに、 負荷電流が緩やかに低下させられれば、エミッション限度への適合も助け得る。 ソフト・スタート位相角コントローラは、 モータ (あるいはその他の負荷) をスイッチ・オフする時に 位相角をゼロに緩やかに暫減させる、 「ソフト・ストップ」としても働くように容易に設計できる。
産業用モータやその他の製品に追加することができ、 通常のオン／オフ・スイッチを置き換える、 ソフト・スタート／ソフト・ストップ SCR モジュールの製造業者は、多数ある。 だが、暫増／暫減の最中の SCR からの高調波と RF のエミッションを減衰させるための フィルタを取り付けたものは少数／皆無のようである。 仮定されているのは、 いずれの干渉も一度に１、２秒に過ぎないだろうというもののようであるが、 これはエミッション規格では許容されるかも知れないものの、 機能上の理由から全ての応用で受け入れられはしないかも知れない。
製品の電力や速度が、位相角制御された SCR で、
あるいは IGBT を用いた類似の手法で制御されている場合、
ソフト・スタートやソフト・ストップの機能は
容易に設計に組み入れることができる。
これを行なう非常に単純な方法の１つは、
スイッチを切る前にポテンショメータを絞らなければならないように、
そしてスイッチが入れられた時には常に低電力となるように、
同じ軸にオン/オフ・スイッチを持つ回転式ポテンショメータで
電力を制御することである。
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| Figure 6BA: 順次投入式主電源ソケット・ストリップ |
同時突入電流の問題に対処する方法の１つは、
遅延時間を全て異なる値に設定した時限リレーやコンタクタ
――ありふれた産業用コンポーネント―― を介して、それぞれの機器に給電することである。
Figure 6BA に示すユニットのような、組み込みの順次投入機能を備えた
主電源配電製品 (「ソケット・ストリップ」) が、いくつかの製造業者から供給されている。
バンバン制御された負荷からの 電圧変動とフリッカのエミッションを低減する方法の１つは、 より高いレートのより小さい電圧変動となるように、 負荷を２つ以上のより小さい負荷に分け、 それらを異なる時にスイッチすることである。 EN 61000-3-3 の Figure 5 とそれに関係する文章は、 このテクニックに関するいくらかのガイダンスを与える。 もう１つの方法は、6.4.4章で述べた ソフト・スタート/ストップ・テクニックを用いることである。
その範囲では主電源から給電された 60W 白熱電球のフリッカに対して 人の目が最も敏感であり、 従って Figure 6AV から分かるようにフリッカ限度が遥かに厳しいので、 毎分 100〜2000回 (1.7〜33Hz) の範囲の電圧フリッカを生じる バンバン制御 (あるいは他の任意の種類の電力制御) の使用を避けることが、 非常に重要である。
だが、電圧変動のエミッションの最良の抑制は、バンバン制御を、 可変変圧器や位相角制御トライアック (あるいは類似の IGBT 回路) のような、 何らかの連続電力制御で置き換えることによって達成される。 可変変圧器は加熱や類似の負荷へ供給する AC 電力を制御する伝統的な対応策であり、 大きく、重く、そして高価であるものの、 高信頼で、頑丈で、エミッションを生じず、 非常に高レベルのイミュニティを持ち、 モータを取り付ければアナログ信号やコンピュータからのデータによって 電気的に制御できる。
全ての電子回路は、 高調波エミッション (6.3章参照) や RF 伝導性/放射性ノイズのような 他の EMC 問題を持ち、EMC イミュニティ問題も持つ。 だが、電力の最大変化率が充分に低く設定されている限り、 それらは電圧変動やフリッカの顕著なエミッションを生じないであろう。
残念ながら、6.3章で述べたように、平滑コンデンサを大きくすることは AC 電源への高調波電流のエミッションを増加させ、 「力率補償」が必要となる可能性を高める。
高調波エミッションの低減のために Figure 6AK に示すように直列インダクタを加えることは、 負荷電流の非常に急激な変動のエッジを「丸める」ことを助けるであろうが、 フリッカメータの測定結果は 10ms の期間にわたって積算されるため、 その効果は、測定結果に大きな影響を与えるには、おそらく小さ過ぎるであろう。
時には、例えばクラス B ではなく クラス A や AB のアナログ増幅器を使用することにより、 変動電流需要が厳しくならないように電子負荷を設計することが可能なこともある。
電子負荷の変動に伴う電圧変動とフリッカのエミッションの低減のための 素晴らしい方法の１つは、6.3.6章と Figure 6AN で示したような 「アクティブ PFC」ブースト回路を用いることである。
アクティブ PFC コントローラは負荷電流の変動に対して 典型的には 500ms 程度の応答時定数を持つので、 これよりも短い期間では、定電流源のように振る舞う。 電子負荷が吸い込む電流の変化に伴う、平滑コンデンサ上のリップル電圧は、 主電源電流に直接フィードされず、アクティブ PFC の時定数によって平滑される。
これは電圧変動とフリッカのエミッションの低減を助けるが、 同じ遅い応答が非安定化 DC レールのリップル電圧を増加させ、 平滑 (蓄積) コンデンサ (Figure 6AN の C1) の容量を増やすか、 さもなくば増加したリップルに対処できるように 電子負荷を設計する必要があるかも知れないことに気付くことが重要である。
アクティブ PFC コントローラの遅い応答時間は、 それからの保護を行なう必要があるもう１つの欠点を持ち得る。 非安定化 DC レールの電子負荷が、１秒以上、突然大幅に低下すると、 アクティブ PFC は少なくとも 500ms のあいだ同じ電流を供給し続け、 その後に初めて低下を始めるので、 平滑コンデンサ上の電圧は過電圧による損傷を生じるであろうほど高くなり得る。
この発生を防止するために、 アクティブ PFC コントローラはその出力電圧を検出し、 コンデンサの電圧定格を超える前にその電流を突然遮断する。 明らかに、主電源電流の突然の遮断は 電圧変動とフリッカの顕著なエミッションを引き起こすので、 負荷のタイプと平滑コンデンサの定数によっては、 アクティブ PFC 回路は主電源への電圧変動とフリッカのエミッションの 増加を引き起こし得る。 その解決は、少なくとも最悪条件の負荷変動での通常の動作に際して この保護メカニズムが作動しないことを確かとするように回路を設計し、 コンポーネントの定数 (特に平滑コンデンサの容量と電圧) を決めることである。
アクティブ PFC ブースト回路は、多くの利点を与えるように設計できる：
この章は DC から 150kHz 程度までの「非 RF」電力品質問題をカバーする。 基本的には AC 電源問題について述べるが、 DC 電源は同一の電源品質現象の多くを受けるので、それらにも関連する。
[33] はシステム/設備技術者の視点からの電源品質問題のガイドである。 この記事は製品設計者を対象とするが、 [33] の様々な電源品質現象の説明は彼らにも同様に有用であろう。
配電された主電源の品質は様々な方法で測定できるが、 正式な試験は IEC 61000-4-30 に適合した計測器を用いる。 標準化された、再現可能な測定の使用は、 顧客仕様や苦情への対応の際に重要な点となり得る ―― 双方が電源品質を異なる方法で測定していれば、 誤解、資源の浪費、そして顧客の信用の喪失の機会は無数にある。
一般に、良くない電源品質は、 実際の RMS 電圧がその製品が予期している公称電源電圧と異なる時、 電子製品により大きな問題を引き起こす。 従って、製品の電源入力が、実際の電源のための正しい公称電圧に 設定されていることを確かとすることが最良である。 例えば、220V rms 主電源で動作するように設計された製品が、 UK の 240V 電源で動かされた時に過熱することが知られている。 ヨーロッパ全てが公称 230V rms の共通の電源レールを持つという公式な見せかけは、 この種の問題の克服を助けない。
私が持っている、世界のほとんどの国の主電源電圧 (そして他の詳細の多く) をリストしたウォールチャートを、IET から購入できるであろう。 残念ながら、それは公称の電圧と周波数、 そしてそれらの許容差の公式な規定を示すだけで、 それらはしばしば実際のものと異なっているため、 その有用性はやや限られたものとなる。
主電源電圧の平常の範囲が通常の ±6% や ±10% の規定よりもかなり広い、 USA、オーストラリア、そしてスペインのような先進国 (少数のみを示す) の 郊外地域を見付けることは、今でも非常に容易である。 1990年台後半のスペインの郊外の一部では、 公称 230V の主電源は午後には 180V rms 程度まで低下したことだろう。 オーストラリアの一部は、 依然として中性電流が大地を通って戻る単一のワイヤの主電源から給電されており、 実際、非常に良くない電源品質を与える。
それほど発展していない国々では、状況は往々にしてより悪く、 あるいは少なくともより広い地域で悪い。 例えば、2005年、ナイジェリアでは 主電源の実質的な RMS 値は 140〜300V まで変動するのが普通であった。 インドでは、電源が落ちた時に作業を続けられるように、 多くの人々が自前の予備発電機を持っている。 だが、主電源が回復した時、その配電網上にはごく僅かな負荷しかなく、 主電源電圧が公称 230V の電源は、数秒の間、300V のかなり上まで上昇し得る。
発電能力が限定された小さい配電網は、顕著な電源品質問題を起こし易い。 その 10MW ディーゼル発電機からの 230V 主電源が、 数秒間続く、おおよそ ±90% の周波数変動を生じた極端な例が、 1970年台に北海油田探査プラットホームで発生した。 その 10MW 掘削モータが投入された時、 ディーゼル発電機はほとんど停止そうになり、 主電源電圧は約 5Hz で約 50V まで低下した。 掘削モータが切られた時、ディーゼル発電機の速度は過大となり、 主電源電圧は約 95Hz の周波数で約 430V まで上昇した。 これは毎日何回も発生した。
今日の洋上/海上船における大きな問題は、 主電源にしばしば 30% に達する激しい変動を引き起こす、しばしば 100kW 以上の定格を持つ可変速 AC モータ駆動を用いた電気式スラスターである。 電源品質現象についてのより多くの詳細は、[31] と [33] を参照されたい。
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| Figure 6BB: 正規品と偽造品のサーキット・ブレーカの比較 |
顧客に第三者安全証明書を提供すべき コンポーネントやケーブルの製造業者が適用すべき、適当な安全規格がある。 顧客は、発行元の機関にコンタクトして その証明書が有効であることを確認すべきであり、 その詳細に何か疑いのあるコンポーネントを使うべきではない。
BEAMA、EDA、ECA、及び SELECT によって立ち上げられた
新しい「Electrical Industry Installation Charter」スキームの
宣伝を助けるために用いられた写真である Figure 6BB で、
純正のものの隣に示されている偽造のサーキット・ブレーカのような
偽造のコンポーネントの使用を避けるために、厳格な手段を講じるべきである。
これらの安全上の注意が講じられなかったために、
人々が死に、家屋が焼け落ちている
―― 原因となるのがあなたの製品でないことを確かとすること。
関連するイミュニティ試験規格は EN 61000-4-11 であり、 その適用のガイドは [7] に含まれている。 充分な能力を持つ者に行なえる、 低コストだが適合していないいくつかの試験は、[6] で述べられている。 [7] は、それを何が引き起こすか、 そしてそれが何に、またどのように影響し得るかを含む、 「スウェル」現象のより詳細な説明を含む。
製品をスウェルから保護するためには、 予期されるスウェルに際して定格限度内で動作し、 スウェルが続くあいだ損傷を受けないように、 単に、より高い電圧のデバイスを用いた主電源入力回路を持つ AC/DC 電力変換器を設計する (あるいは選択する) ことが最良である。 ブリッジ整流器とオフ・ライン・スイッチング・パワー FET は 1200V かそれ以上の、 非安定化蓄積コンデンサは DC 600V かそれ以上の定格を持つ必要があるかも知れない。
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| Figure 6BC: 自動タップ切り替えを備えたマルチ・タップ主電源変圧器 |
Figure 6BC の変圧器の一次巻線は この章で述べた電源品質問題全てに対処しなければならないので、 スウェルや歪みに適した絶縁、 スウェルや低周波や任意の DC 成分が磁芯を飽和させて 過大な磁化電流と過熱を引き起こさないことを確かとするのに充分な巻数、 そして主電源波形の高調波歪みに伴う過熱を防ぐために充分に大きい 磁芯の寸法を持つ必要があるだろう。
一部の国、及び/もしくは状況で発生し得る最悪条件に対処できるであろう、 スウェルに対応できる主電源変換器を設計する (あるいは選択する) ことが 現実的でない場合、 主電源入力回路はそのような事象に際しての損傷から保護されるべきである。
それがどのようにして保護されるかは応用に依存する
―― 製品が機能し続けなければならないか、
スウェルのあいだ止まることは受け入れられるが
その後で自動的に再起動しなければならないか、
あるいはヒューズやブレーカが開いて正しい動作の再開のために
手での介入を要することが受け入れられるか。
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| Figure 6BD: 「スウェル」保護の例 |
MOV や GDT のような OVPD デバイスの使用に代わる手法は [15] の Figures 3AG と 3AJ に示されており、有用かも知れない。
それぞれが異なる設計上のトレードオフを持つ、 コンポーネントのいくつかの選択がある：
インダクタは電流を制限するインピーダンスを与え、 産業用途でこの目的で使用されるものはしばしば「リアクトル」と呼ばれる。 抵抗は高電圧サージ/パルス定格のタイプでなければならず、 その定格を超えて過負荷となった時に安全に開放する 「ヒュージブル」型である必要があるかも知れない。
直列要素と OVPD での電力消費は深刻な問題であり、安全にも関係する。 不適切な定格は、発煙や発火の危険を生じなかったとしても、 短い製品寿命、不満を持つ顧客、そして増加した保証コストをもたらすであろう。 [15] の 3.5章はサージ防護について述べており、非常に小さい SPD でさえも、 数マイクロ秒続く過渡電力の非常に大きなパルスを扱うことができる。 だが、ここではおそらくはデバイス自身の熱時定数に匹敵する 数秒間続き得る過電圧について話しているので、 OVPD はスウェル中に予期されるレベルの 連続的な電力に対する定格を持たねばならない。
OVPD の代わりに容量性エネルギー蓄積が用いられる場合 ([15] の Figure 3AG、及び 3AJ を参照)、 スウェルのエネルギーの吸収に伴って過電圧損傷を生じないためには、 そのコンデンサの容量は充分に大きくなければならない。 ファラッド単位の容量を持つスーパーキャパシタは適切かも知れないが、 バッテリーはその非常に大きい充電電流を扱えないため、通常は適さない。
OVPD の代わりに容量性エネルギー蓄積を用いる大きな利点の１つは、
熱サイクルが少なく、従って、
(高い環境温度で動作させられる場合は特に、
時とともにドライアウトして容量が減少する電解コンデンサの特性を考慮して)
より長くより信頼できる寿命のために設計することが容易になり得ることである。
安全上の注意： OVPD が低インピーダンスに故障する時、保護が与えられなければならず、 従って、インダクタや抵抗とともに、 ヒューズ、PTC サーミスタ、あるいはブレーカを用いた協調した過電流保護が、 常にあるべきである。 この安全機能は Figure 6BD には示されていない。
MOV 型や GDT 型の OVPD と共に用いられた PTC サーミスタ、ヒューズ、あるいはブレーカは、 さもなくば電力変換器の定格を超えるスウェルに際して、 機器から電力を取り除くであろう。
PTC サーミスタは、しばしば「リセッタブル・ヒューズ」と呼ばれる ―― その抵抗はそれが所定の温度を超えて熱くなると急激に増加し、 その OVPD を、そして電力変換器を主電源から切り離す。
それらが臨界温度以下まで冷えると、その抵抗は突然低下し、 主電源電流全てが再び流れられるようになる。 PTC サーミスタ、ヒューズ、あるいはブレーカが用いられる時、 そしてその製品が充分なエネルギーが蓄積された UPS やバッテリーを用いていない時、 製品が制御できない形で停止することが許容できなければ (例えば安全でなければ) ならない。 ある種の応用のためには、 ヒューズの交換やブレーカのリセットの後で 製品がすぐに再始動することが許容できるであろうが、 他の場合、手動での再始動も用いることが必要となるであろう (6.5.12章参照)。
主電源周波数変動は タイミングのために主電源周波数に依存する回路に問題を引き起こし得るし、 大幅な周波数低下は、主電源変圧器、ダイレクト・オンライン (DOL) AC モータ、 リレー、ソレノイド、そしてコンタクタに問題を引き起こし得る。 引き起こされる問題は、コアの飽和、過剰な主電源電流、そして過熱を含む。 飽和は変圧比を低下させる効果も持ち、 主電源電圧の RMS 電圧から予期されるよりも低い DC 電圧で電子負荷を動作させ、 おそらくは結果として誤動作を引き起こす (6.5.8章参照)。 これらの問題の一部は、60Hz の主電源 (例えば USA) のために設計された機器が 50Hz (例えばヨーロッパ) で動作させられた時に生じた。
タイミング精度に対する問題への設計上の解決策は、 デジタル腕時計で標準的な 32kHz オシレータのような、 安定な基準発信器の使用を含む。 最高の精度のためには、製品は、例えば、 GPS (衛星)、MSF (UK の Rugby からの地上波)、 あるいは DCF (ドイツの Frankfurt からの地上波) のような、 原子時計時間信号放送を使用できる。 地上波放送を用いてそれ自身の時間を補正する高価でない腕時計があり、 このソリューションは明らかに安価で小型である。
変圧器や AC モータのような誘導性コンポーネントについては、 通常の電源で飽和に近付くように設計しないことが最良である。 より大きなコア、及び/もしくはより多くの巻数の巻線の使用は、 予期される周波数変動に際して飽和せずに動作を続けるように、 そして磁化電流が過剰とならないように、磁芯の磁束密度を低減する。
AC コイルを持つリレー、コンタクタ、そしてソレノイドについては、 より低い「ドロップ・アウト」、あるいは「保持」電圧を持つタイプを選択する。 典型的な安価なリレーは公称電圧の 78% でドロップ・アウトし得るが、 より良いタイプは 50% 以下まで下がっても保持し続ける。 その一部は電源が公称値の 25% まで低下しても コイルに通電し続けると主張されている、「コイル保持」デバイス (例えば「KnowTrip」、「Coil-Lock」など) を使うこともできる。 それらは、それぞれのコイルを個別に、実質的に小型の UPS である、 コンデンサのエネルギー蓄積を備えた 小型の AC-AC コンバータから給電するようである (6.5.11章を参照)。
より大きな変化に備えようとする時、 スイッチング電源のフロント・エンドとして用いられる 典型的な整流器 ―コンデンサ AC-DC 整流器は (蓄積コンデンサが充分に大きい限り) 主電源周波数に鈍感であることに気付く ―― 従って、全てのオフ・ライン主電源変圧器を、 AC-AC、もしくは AC-DC の適切なスイッチング電源に置き換えることができる。 全ての AC モータや AC コイルを、 ダイレクト・オンライン (DOL) の代わりに UPS のようなスイッチ・モード AC-AC インバータから給電することも、 あるいはそれらを全て整流された主電源から給電される DC モータや DC コイルで置き換えることもできる。
「電子回路の追加」を伴う全ての解決は、
主電源への高調波エミッションを増大させ得るので力率補償を必要とするかも知れず
([36] の 6.3章を参照)、
また他のエミッションも増大させ、
オリジナルのものが持たなかったイミュニティ問題も生じさせ得る。
不平衡は大型３相モータに大きな問題を引き起こし、 これは主電源配電網の障害によって短時間であっても欠相を生じた時に 速やかな (そして高価な) 破壊を生じ得る。 産業用制御システム製造業者は、これに対して、過大な相不平衡を (そして、不足電圧 ――6.5.8章参照―― のようなその他の起こり得る問題を) 検出し、 その保護のためにモーターを電源から切り離す、 特別な欠相保護継電器 (6.5.12章参照) で保護する。
上記の周波数変動と同様、相不平衡問題を三相 AC モータを (DOL の代わりに) スイッチ・モード・インバータからの給電とすることによって、 あるいは整流された主電源から給電される DC モータで置き換えることによって 克服することもできる。
この問題は 6.5.4章で述べた低周波主電源と全く同じ有害な影響を持ち、 その解決も同じである。
電流は、容量性と誘導性の浮遊結合を介して、 そして相や中性線と接地のあいだに接続された主電源フィルタの 任意の「Y」コンデンサに伴う多数の経路を介して、 機器とその相互接続導体から安全接地に流出する。
機器の動作は、機器に依存して、DC から数十 kHz までの電流を発生するが、 支配的な周波数は通常は主電源周波数 (50Hz か 60Hz) とその高調波にある。 機器内や主電源配電ケーブル内での絶縁降伏や類似の地絡も、 主電源電流 (そしてその高調波) をアース (グランド) に注入する。 アースに接続されたサージ防護デバイス (SPD) ([15] 参照) も その動作中にアースに電流を注入し、 ガス放電管のような「クローバー」デバイスの場合、 それらはサージが過ぎた後のしばらくのあいだ、 少なくとも次のゼロ・クロスまでの主電源サイクルの残りの部分のあいだ、 後続電流を注入し続ける。
アース (グランド) のインピーダンスのため、 これらの電流全ては施設のアース構造の異なる点に接続された機器の アース (グランド) のあいだに電位差を生じる。 これらの電圧は、相互接続導体 (主電源、信号、データ、制御など) に、 通常は mV〜V の範囲の連続電圧の、 CM 「アース/グランド・ノイズ」電圧として現れる。
LV 配電網上の地絡や SPD の動作 (そしてその後続電流) は、 数秒間のあいだ、全電源電圧に達する電圧を生じ得るし、 MV や HV の配電網における類似の事象は 数秒間のあいだ、kV のアース/グランド・ノイズを生じ得る。 MV や HV の配電網の設計者は、 LV 電源からの給電が意図されたほとんどの機器が 数 kV 以上の CM 電圧に耐えないであろうことを、そして その故障が火災や感電死のような著しい安全問題を生じるであろうことを 鋭く察知しており、必要な保護を与えるように配電網を設計する。 しかし、そのような保護が世界の全ての国で、あるいは全ての洋上/海上設備で 与えられると仮定することがどれだけ合理的であるか、私にはわからない。
リニアであれスイッチ・モードであれ、オフ・ライン主電源電力変換器は、 例えば EN/IEC 60950 (情報技術、及び通信)、 EN/IEC 60335-1 (家庭用器具、及び携帯型工具)、 EN/IEC 60601-1 (医療機器)、 EN/IEC 61010-1 (計測、制御、及び試験所用の機器) などの、 該当する電気安全規格に完全に従うことで、CM 低周波電圧に対して保護される。
これら全ては、短時間の kV CM 妨害に対処するためのものと非常に良く似た、 次のことを必要とする：
電圧の実際の値は規格毎に異なるが、 それら全てが特定の仮定に基づいていることに気付くことが重要であり、 その仮定の１つは機器が都市やその他の市街地で用いられるということである。
私は最近、どの建物からも離れた畑に置かれ、 地方の農民らが良い電子機器設置プラクティスであると考えていたことが行なわれた、 いくつかの農業用電子機器への対処を行なった。 その主電源入力段の非常に目に付く損傷は、その主電源電力変換器 (中国の製造業者から購入した、 そのデータシートが家庭用安全規格への適合は「未定」であると述べている (だが、そう、それは非常に安かった！) もの) が、それが安全に扱えるよりもかなり高い主電源電圧に曝されたことを示した。
主電源入力の CM 電圧に安全に対処されたとしても、 その CM ノイズは主電源変圧器の巻線間容量を通して通過し、 DC レールにノイズを加え、おそらくは信号に干渉し得る。 これは高次の高調波や主電源関連でない CM 周波数の問題であり、 50Hz や 60Hz ではそれほど問題ではなく、 CM 減衰が向上させられた主電源絶縁変圧器を用いて対処できる。 これは接地された巻線間シールドを追加することによって、 及び/もしくはそれらを磁芯の異なるリムに巻くことによって 一次――二次間静電容量を低減することによって達成できる。
もう１つのテクニックは、 問題となるノイズ周波数での主電源 CM フィルタの使用であるが、 高い主電源電流と電圧のため、そのようなフィルタは大きくて高価なものになり得る。
信号入力/出力は CM 低周波電圧に対して保護されるように設計でき、 例えば、専門家向けオーディオにおいては 入力、及び/もしくは出力に絶縁変圧器を使用することが何十年ものあいだ普通であり、 今日ではしばしば電子的に平衡／フローティングとさせられた 入力/出力アンプによって置き換えられている。 ビデオのように小規模で使用され始めた電子技術は、 大きなシステムを作るために長いケーブルに接続された時に しばしば CM アース／グランド・ノイズを経験する。 それは小規模のシステムでは顕著ではなかったことから、 電子回路設計者は入力／出力アンプをそのような妨害に対処できるように設計していない。
もう１つのアプローチは 迷惑なアース／グランド・ノイズの除去のために CM フィルタを用いることであり、 例えばビデオ・システムにおいては 通常は「グランド・ループ・エリミネータ」として購入された 大きくて重い CM ハム・チョークを使用することも珍しくはない。 (通常の仮定は、問題を起こすのは 信号ケーブルのシールドを流れるアース／グランド電流であるというもので、 だから「グランド・ループ」や「ハム・ループ」と呼ばれるが、 そのノイズを引き起こすのは 信号、データ、あるいは制御ケーブルのシールドを流れるイコライジング電流ではなく、 ほとんど常に２つの機器のシャーシのあいだの CM 電圧差であることを 簡単な試験で示すことは実際には容易である。 このトピックについてより詳しくは [34] と [35] を参照。)
だが、上のアプローチは、例えば地絡に伴うもののような、 時に発生する高電圧に対処しないであろう。 これまでの数十年のあいだ専門家向けオーディオで用いられていた絶縁変圧器は、 そうできたかも知れないものの、 通常は少なくとも 1500Vrms に連続的に安全に耐える定格は持たず、 勿論電子的に平衡/フローティングとさせられたアンプは そのような電圧には耐えられない。
Ethernet トランスは伝統的には 500V rms に耐える定格を持つが、 「安全接地」された機器を EN/IEC 60950 に適合させるためには 1500Vrms に耐えるべきであり、 いくつかの製造業者がそのようなコンポーネントを提供するようになっている。
「安全接地されたシャーシ」の機器とともに使用するための 少なくとも 1500Vrms の連続定格の絶縁、 あるいは「二重絶縁」機器とともに使用するための 3kVrms 連続定格の絶縁は、 (私の意見では) 高レベルの CM アース／グランド電位差に対して 保護するための最良の方法である。 (既に述べたように、応用によってはこれよりも高い電圧が必要かも知れない。)
適切な定格の信号用トランスやパルス・トランスは 既に可能なソリューションとして述べたが、 フォトカプラ、光ファイバー、ワイヤレス (例えば Wi-Fi、Bluetooth、ZigBee など)、 赤外線、導波管、自由空間レーザーなどを含む、多くの他のものがある。 新しいワイヤレス通信方式 (例えば 60GHz 無線システム、UWB) の一部が いずれ安価なモジュールを用いて数百 MB/s を扱えるかも知れないものの、 [14] で述べた理由から、広帯域信号/データのためには光ファイバーが好ましい。
電気的絶縁の代替として、その期間の信号の喪失が許容できる限り、 電気的に平衡したアンプは、6.5.3章で述べたものに似た過電圧防護によって、 数秒間続く過電圧から保護できる。 建物の外に延びる電話ケーブルに接続された半導体を保護する典型的な手法は、 直列要素として高電圧ヒューズ抵抗や PTC サーミスタを、 そして SCR ベースの OVPD を用いる。 ほとんどの一般的な種類の信号/データの入力や出力回路に適した 多くの類似の保護回路が存在し、 Harris、Raychem (Tyco)、Texas Instruments、 STMicroelectronics (かつての SGS-Thomson)、そして Bourns のような製造業者は、 それらで使用するための、 しばしば特別な名前が付けられた多様な保護デバイスを作っている。 チョークとヒューズも直列要素の候補であるが、あまり用いられない。
[15] の Figure 3AG に示した容量性エネルギー蓄積テクニックも適切かも知れず、 (物理的に大きくなるかも知れないものの) Figure 6BD に示した OVPD よりも信頼できるように設計することは容易な筈である。
もう１つの代替手段は [36] の 6.2章の Figure 6R で示されており、 余剰エネルギーを 0V、及び/もしくは電源レールに捨てるために、 逆バイアスされたトランジェント定格のダイオードや整流器を用いる。 ESD のためには重要でないが、 高レベルの CM アース／グランド・ノイズを効果的に扱うために重要な設計の要点は、 電流を PCB トレースが扱えるであろうレベルに制限するために 直列インピーダンスが充分に大きくなければならず、 DC 電源レール電圧が それに依存する半導体が過電圧損傷を受けるほど高くならないように 充分なデカップリング・コンデンサがなければならないことである。
絶縁故障のあいだ、その故障によって相電圧が 0V に下落するため、 通常の単相主電源プラグから取られる主電源電流は 電源インピーダンスのみによって制限される。 通常の家では、その電流は 100A rms に達し、あるいはそれを超え得るし、 低インピーダンスの電源を持つ商業/工業施設は それに応じて高い故障電流を供給できる。 (実際、電力産業における電源インピーダンスの一般的な尺度は、 「短絡回路電流」である。) この電流は保護用のヒューズやブレーカが開くまで流れ、 これは通常は１秒よりもかなり短い。
不足電圧のもう１つの原因は、 発電された電力が負荷のために不充分であるときである。 AC 網においては、発電機は減速し、最終的には止まるので、 不足電圧は周波数の顕著な低下にも関係するであろう (6.5.4章参照)。 UK の配電網のような、高度に発達して統合化された網では、 発電機をストールから保護するために、周波数が劇的に低下する前に 負荷 (例えば街全体) が落ちる (主電源が遮断される) であろうが、 世界の全ての主電源網で、 あるいは局地的もしくは携帯型の発電機でそうであるとは限らない。
私はその出力にブレーカを備えた 2kW 携帯型発電機を持っているが、 それを過負荷とすると、時にはそれは動き続けてブレーカが開くが、 時にはブレーカが開かずにストールすることに気付いた。
その他の原因には、例えば LV や MV の網の中の 過電流保護デバイス (例えばヒューズ、ブレーカなど) の作動によって、 あるいは雷撃によって生じたフラッシュオーバーに応答した HV 網の中の「消弧」デバイスによって、 そして勿論電力需要が発電量を超えた時の 過熱やストールによる損傷からの発電機の保護のための電力網による負荷遮断によって 電力が切られる時が含まれる。
ディップは電源電圧の短時間の低下、 例えば 10ms の 30% 低下、100ms の 60% 低下 ――Figure 6BE 参照―― であり、 通常は同一の網に接続された他の機器の 突入電流、及び/もしくは絶縁降伏の結果として不意に生じる。 もしその機器が網の同一のブランチの近傍に位置していれば、 ディップの深さは増え、それが 95% を超えた時、 ドロップアウトや「短時間停電」 ――同一のものに対する別の呼び方―― と呼ばれる。
突入電流はそれほど長く続かず、 過剰な主電源電流を流す故障ではヒューズやブレーカを１秒以内に開くように 機器を設計することを安全規格が要求するので、 ディップ、ドロップアウト、そして「短時間停電」 ――Figure 6BE 参照―― は 通常は１秒以内で終わる。
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| Figure 6BE: いくつかのタイプの不足電圧 |
サグ (USA ではしばしばブラウンアウトと呼ばれる) は、 １秒以上続く電源電圧の低下である。 それらは通常は網上の負荷の集積によって引き起こされ、 EN/IEC 61000-14-11 の試験では緩やかに発生し、回復すると仮定されているが、 非常に高電力の負荷がある産業環境においては、 実際のサグは即座に起こり、また回復も急激に起こり得る。 UK で、50% の、8時間にわたるサグが生じたことがある ([12] の No.12 を参照) が、 これは普通ではない。
「長時間停電」は数秒、数分、数時間、数日続き得る故障解消によって引き起こされ、 また網を保護するための電力の遮断によって、 あるいは異常気象や地震の後では数週間続き得る網への損傷 (例えば道路沿いの電力線に倒れかかった樹木) によって引き起こされて数週間続き得る。
DC で給電される機器、例えば 48V の通信機器やブレード・サーバーについては、 ディップ、ドロップアウト、そして停電に対する試験方法は、 [7] から入手できるガイドで述べられている、EN/IEC 61000-4-29 である。 このガイドは、この現象を何が引き起こすか、 それが機器にどのような影響を持つか、 そして現実の信頼性を向上させるためにどのように試験するかも述べる。
AC 電源については、
該当するイミュニティ試験規格は EN/IEC 61000-4-11 であり、
そのガイドも [7] から入手できる。
充分な能力を持つ者に行なえる、
低コストだが適合していないいくつかの試験は、[6] で述べられている。
[7] は、それを何が引き起こし、何に影響し得るかを含む、
不足電圧現象のより詳細な説明を含む。
EN/IEC 61000-4-11 は広範囲の試験を含み、
EMC 指令のもとでリストされている一般イミュニティ規格や製品イミュニティ規格では
その一部のみが用いられる。
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| Figure 6BF: 自作のディップ／ドロップアウト試験器のブロック図 |
ディップ、ドロップアウト、短時間停電、長時間停電、サグ、 そしてスウェルの定義 (6.5.3章参照) は、 いずれも IEC EMC 規格に由来するが、 他の産業は同じ用語を異なる現象を意味するために用いるかも知れず、 これは国に依存するかも知れないことに気付くことが重要である。
例えば、USA では「サグ」という用語をディップを意味するために使うのが普通であり、
UK の電力業界は消費者に供給する電力の「短時間停電」は
2分以内に終わる任意の停電であると決定した。
ほとんどの電子機器にとっては
1秒よりも長い停電は1分以上続くものと同程度に深刻であるものの、
彼らは短時間停電を長いもののように深刻には扱わない。
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| Figure 6BG: 不足電圧が電子回路にどのように問題を引き起こし得るか |
不足電圧は、ソレノイド、リレー、コンタクタ、AC や DC のモータのような 電気機械デバイスへの問題も引き起こし得る。 ソレノイドは負荷の制御を失い、 リレーやコンタクタはドロップアウトするかも知れない。 モータは、そのタイプと制御方式に依存して減速したり加速したりするかも知れないが、 サグに際してはストールするほどパワーを失うことがあり、 これは磁化電流を著しく増加させ、 (保護デバイスによって時間内に遮断されなければ) 火災を引き起こし得る過熱を引き起こし、 あるいは少なくとも巻線の絶縁を損なって、 信頼性を著しく低下させ、あるいは感電のリスクを増加させる。
もしリレーやコンタクタがノーマル・オープンの接点によって保持されていれば、 その後で元の状態に戻らないであろう。 もし (電力消費や発熱の低減のために) 低下した電圧で保持されているリレーやコンタクタが ノーマル・オープンの接点で保持されていれば、 コイル電源の種類によっては、電源が回復した時に再び吸引されないかも知れない。
最近まで、産業用のほとんどの安全システムは、 ソレノイド、リレー、そしてコンタクタのような、 「ハード・ワイヤード」デバイスと呼ばれるものに依存していた。 だが、不足電圧事象の影響について、 あるいはソレノイド、リレー、そしてコンタクタのそれに対する応答が温度に、 そしてそれがどの程度古いかに依存するという事実を考え込んだことのある、 そのようなシステムの設計者は少ない。
2000年の IEC 61508 の発行以降、 多くの産業用安全システムがハード・ワイヤリングの代わりに コンピュータ・テクニックやフィールドバスを使い始めているが、 この新しい機器の大量の広告全ての中で、 設計者が不足電圧やその他の電源品質問題を考慮したという何かを見たことはない。
おそらく、これらの新しいコンピュータ化された安全システム・コントローラを、 少なくとも制御されている機器をシャットダウンさせるあいだ安全を維持するために 充分なエネルギーを蓄積した 連続オンライン二重変換 UPS (6.5.3章、及び 6.5.11章を参照) で動作させるというのが、 その製造業者の要求ではないだろうか？ だが、もしそうであれば ――その広告はそう言明していない―― おそらくは販売条件や取扱説明書のどこかに細かい文字で書かれているのであろう。
機器は、 例えば非常に大きい入力電圧範囲を持つ AC/DC (あるいは DC/DC) 電力変換器で DC 機器を駆動することによって、 不足電圧に対する保護を高めるように設計できる。 例えば、ラップトップや携帯電話のバッテリーの充電に用いられている 典型的な「ユニバーサル入力」電力変換器は、 製造業者が正しい種類の主電源コードを同梱するだけで 同一の製品を世界中で販売できるように、100〜240V rms の入力定格を持つ。 そのような変換器を公称 230V 主電源で使用することは、 公称値の 43% までのディップやサグ (57% のディップやサグ) に対する 完全な保護を与える。
公称 115V と 230V のいずれかの入力を自動的に選択する
AC/DC 電力変換器は適切ではなく、推奨しない。
例えば、もし主電源電圧が 180V rms であり、
AC/DC 電力変換デバイスが 115V 入力を選択すれば、
DC 出力は破壊的なほど高くなるであろうし、変換器も損傷を受けるかも知れない。
だが、もし 230V を選択すれば、その DC 出力は低くなり過ぎ、
機器は正しい動作のためには低過ぎる電圧を給電されるであろう。
連続した入力電圧範囲を持つ電力変換器が強く推奨される。
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| Figure 6BH: エネルギー蓄積デバイスのいくつかの例 |
もしそれから給電される DC レギュレータ、及び/もしくは機器が
非安定化 DC 電圧の非常に大きな変動に対処できるように設計されていれば、
非安定化 DC レール上のコンデンサの蓄積エネルギーを最大限に利用することを助ける。
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| Figure 6BJ: より高い電圧の使用による、非安定化蓄積コンデンサへのより多くのエネルギーの蓄積 |
昇圧 (ブースト) 段はアクティブ力率補償回路とすることもできる ([36] の 6.3.6章と 6.4.6章を参照)。 公称 115V の主電源電圧からの動作のために非安定化電圧を二倍にしようとするのであれば、 スイッチング・デバイスと蓄積コンデンサは、 公称 230V 主電源で動作する通常の電力変換器の場合と同じ定格 (それぞれ、少なくとも 600V と 350V) のものが必要なだけである。 だが、公称 230V 主電源からの動作のためには、 スイッチング・デバイスはおそらくは 1200V の、 コンデンサは 800V の定格のものとする必要があるだろう ―― これは安価なコンポーネントの使用を制限するかも知れないので、 より小さい昇圧比の方が費用効果が良いかも知れない。
非常に大きなエネルギー蓄積が必要な場合、 おそらくは予備発電機が加速するまでのあいだのために 大きなバッテリー・システムや燃料電池が必要かも知れず、 Figure 6BK はそのような目的で用いられる「バッテリー室」の例を示し、 そのような部屋は大型 UPS 設備特有のものである。
エネルギー蓄積の寸法とコストを低減するために、時には、
製品の不足電圧事象のあいだも全能力で動作し続けなければならない部分を同定し、
他をより低い電力で動作させ、あるいは完全に電源を切ることさえ可能なこともある。
例えば、バックライトやその他の照明の輝度を下げることができ、
マイクロプロセッサのクロック速度を下げられる、など。
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| Figure 6BK: 大型バッテリー室の例 |
マイクロプロセッサやマイクロコントローラなどを含む全てのデジタル・デバイスは、 しばしば「ブラウンアウト検出回路」や「ブラウンアウト監視回路」と呼ばれる、 電圧監視デバイスで保護されるべきである。 これらは規定外の DC 電圧 (理想的には、規定外になろうとしているもの) を検出し、 誤動作した IC がデータを破壊し、プログラムを破壊できないように、 RAM やプログラマブル ROM を凍結したり、ディスクへの書き込みを終了させたりする。 それらは様々な精度の仕様で入手でき、 勿論、より高精度のものは一般に使用のためにより良く、そしてより高いものである。
不足電圧事象が終わった後でその前と同じ動作を再開できるように、 動作状態の保持のために不揮発性 RAM を使用できるが、 例えばそれが安全上のリスクを増大させない、 そのような自己回復が許容できる適切な応用においてのみである。 ある種の回路は 主電源電圧をサンプルしており (通常は温度やその他のパラメータの制御のために)、 主電源電圧の短時間の変動に対処するために、 しばしば大容量のコンデンサを用い、 あるいはデジタル的に記録された値に頼ることができる。
リレー、コンタクタ、そしてソレノイドは、 しばしば (AC コイルの代わりに) DC コイルを使用して、 上で述べた非常に大きい入力電圧範囲、 及び/もしくは充分な保持時間 (エネルギー蓄積) を持つ AC/DC 電力変換器で給電することができる。 DC 電源の利点の１つは、 通常の主電源から「フロート充電」されているバッテリーで デバイスを動作させることが比較的容易なことであり、 これは通常のラップトップ PC が動作させられる方法である。
AC コイルを使用するならば、 より低い「ドロップアウト」、あるいは「ホールドイン」電圧の AC リレー、コンタクタ、そしてソレノイドを選択する。 既に述べたように、 典型的な安価なリレーは公称電源の 78% でドロップアウトし得るが、 公称値の 50% (あるいはそれ以下) までのホールドイン電圧を持つ、 より良いタイプが入手可能である。 その一部は AC 電源が公称値の 25% まで下がっても コイルを駆動し続けると主張されている、 「コイル・ホールドイン」デバイスと呼ばれるもの (「KnowTrip」や「Coil-Lock」などの) も入手可能である。
より低いホールドイン電圧はディップやサグからの保護を向上させるであろうが、
それは AC 電源のドロップアウトや停電に対しては保護せず、これに対しては
AC コイルは UPS からの AC 電力の供給を必要とするであろう (6.5.11章参照)。
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| Figure 6BL: EN/IEC 61000-4-14 にある３種類の電圧動揺 |
個別の主電源電圧ディップ、サグ、スウェルなどのために適切な試験は EN/IEC 61000-4-11 でカバーされている ―― 6.5.3章、6.5.8章、そして [7] の該当するガイドを参照。 だが、それが起こり得るとしても、 これらの試験は個別の唐突な電圧増加 (ディップの逆) をカバーしない。
DC 電源網については、電圧動揺のための該当するイミュニティ試験規格は、 それを「fluctuations」ではなく「variations」と呼ぶ EN/IEC 61000-4-29 であり、 この規格についてのガイドは [7] にある。 このガイドは、それを何が引き起こし、何にどのように影響し得るか、 そして実際の信頼性の向上を助けるためにどのように試験するかにも踏み込んでいる。
電圧動揺には、不足電圧 (6.5.8章参照) と過電圧 (6.5.3章参照) の双方に対して 保護するように機器を設計することによって対処できる。 動揺の周波数は非安定化 DC レールにリップルとして現れ、 正しい入力範囲内で動作している DC レギュレータを介して給電されていない回路は このリップルを直接受け、 それは回路の通過帯域内のノイズとして現れるかも知れない。
高調波歪みは、ほとんど全ての AC 電源電子製品で典型的な、
整流器 ― コンデンサ AC/DC 変換器のような、非線型負荷によって引き起こされる。
サイリスタ/トライアック電力制御を用いた製品も非線型負荷である。
ダイレクト・オン・ライン式のモータや過熱負荷の、
電子制御された負荷 (例えば可変速 AC モータ・ドライブ) への置き換えが
増えると、波形歪みは通常は悪化する。
典型的な値は 4% 以下の総高調波歪み (THD) であり、
典型的な電子機器がしばしばそのレベル以上の THD で誤動作することが
一般に観察されたため、
欧州の電力会社はそれを 8% 以下に維持しなければならないことに合意した。
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| Figure 6BM: 2000年のイスラエルの住宅での主電源波形の例 |
中間高調波歪みは、AC 電源が基本主電源周波数の整数倍でない周波数 (例えば 39Hz、105Hz など) を含むことをスペクトラム分析が示す時である。 「ライン・トリガ」のオシロスコープで観測する時、 その歪みは主電源波形に対してフェーズ・ロックされないため、 正弦波である筈の主電源波形の形状や振幅は揺れ動いて、 あるいはぼやけて見えるであろう。
中間高調波歪みは高調波歪みとは大きく異なった形で生じる ―― それは、簡単に言うと、 6.5.9章で述べたような負荷の急激な動揺によって引き起こされる電圧動揺である。 その主な発生源は、電力消費を節約し、 従って我々の惑星の温暖化を抑制するためにその使用が急激に増加している、 可変速 AC モータ・ドライブのような強力なスイッチ・モード周波数変換器である。 AC 配電網自身で用いられる高電力周波数変換器も、 中間高調波のもう１つの発生源となり得る。
例えば 39Hz で動作しているスイッチ・モード周波数変換器は、
39Hz、及びその高調波に AC 主電源電力需要を持ち、
主電源網のインピーダンスを流れるこれらの非主電源周波数電流は
それらの周波数で中間高調波歪みとして知られている電圧動揺を引き起こす。
スイッチ・モード電力変換器は、主電源周波数とその高調波を
インバータ周波数とその高調波と相互変調させる「周波数混合器」として振る舞うので、
状況は、実際にはこれよりもかなり複雑である。
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| Figure 6BN: インバータ式 AC モータからの高調波及び相互高調波電流の例 |
勿論、上の波形歪みのいずれも DC 電源には当て嵌まらないが、 DC 電源は、AC 電源では中間高調波を引き起こすであろうものと同じ、 急激に動揺する負荷電流によって引き起こされる、DC 以外の周波数を運び得る (そして、通常はそうなる)。
該当するイミュニティ試験規格は EN/IEC 61000-4-13 であり、 その充実したガイドは [7] に含まれている。 このガイドは、それを何が引き起こし、何にどのように影響し得るか、 そして現実の信頼性の向上を助けるためにどのように試験するかを含む、 波形歪み現象のより詳細な説明を含む。 システム／設備エンジニアリングのためにより適切な、 他の有用なガイドは、[31] と [33] である。
高調波歪みは、純粋な正弦波で予期される √2 Vrms よりも低い 主電源波形ピークをもたらし得るが、その極端な例の１つは、 中国で発生した、単相主電源ソケットから供給された 230V rms 矩形波である。 ほとんど全ての電子機器 (サイリスタ電力制御以外の) で用いられている、 典型的なブリッジ整流器 ― コンデンサ AC/DC 変換器は、 電源波形のピークまで充電され、X% の THD は そのピークが予期されるよりも X% まで低くなり得ることを意味する。
230V±10% の電源で使用するための電力変換器は、4% THD の電源から給電された時、 その電源が公称 RMS 値にある時でさえも −4% の非安定化 DC 電圧で動作し得る。 従って、主電源電圧が 230V rms −6% に低下した時には、 その非安定化レールは製品の正しい動作のためには低くなり過ぎ得る。 もしその THD が 8% (ある種の工業施設以外では、 広域グリッド網から給電されている時にはありそうにないが、 ローカルな発電機で動作している時にはより起こりそうである) であれば、その製品は 230V rms −2% 以下で誤動作するかも知れない。
同一のレベルの、だが異なる位相の高調波成分による THD は、その代わりに、
予期される √2 よりも高いピークをもたらし、過電圧損傷を引き起こし得る。
例えば、230V ±10% の主電源で使用するための電力変換器は、
4% THD の電源から給電された時、
真の実効値のメータで測定した電源電圧が公称値である時でさえも、
その非安定化 DC 電圧が +4% となり得る。
UK においては、その公称主電源電圧は実際には 240V (230Vrms +4.3%) であるので、
240V +4% THD の電源では、
頻繁にそうなるようにその主電源が 240V +1.7% 以上に上昇した時には、
製品は最大非安定化 DC 電圧よりも上での動作によって損傷し得る。
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| Figure 6BP: 高調波の位相のピーク電圧への影響の例 |
中間高調波歪みは同一の過電圧と不足電圧の問題を生じるが、 それらは基本周波数とビートするので、 瞬間的な過電圧損傷を引き起こし得るが、 不足電圧問題は、ビート周波数が低い時、 例えば 10Hz 以下の時にのみ引き起こされそうである。
双方の種類の歪はゼロ・クロス点にエラー (二回のゼロ・クロスのような) を引き起こし、電力スイッチングの制御、タイミング、あるいはその他の機能に 主電源のゼロ・クロスを使用する回路に問題を引き起こし得る。 主電源波形からの点弧信号の取り出しのために 単純なゲート・ドライブ回路を用いるサイリスタ/トライアック電力制御回路は、 誤動作を、そして破局的な損傷さえも引き起こす点弧失敗を起こし得る。
歪み周波数成分は 2kHz を超え得るし、 コンデンサのインピーダンスは周波数が上がると低下するので、 そのような高い周波数では EMI フィルタのコンデンサや照明器具や 配電網の基本波力率補償コンデンサを流れる電流は極度に増加し得る。 その高い電流は過熱損傷を引き起こし得るし、 コンデンサへのそのような損傷は珍しくない ―― 例えば [12] の No.7 を参照。
主電源波形歪みとそれに伴う電流は、 モータ、変圧器、そしてケーブルの過熱も引き起こし得るし、 有線の電話への激しい干渉を引き起こし得る。 それらは、AC/DC 電力変換器の整流された DC 電圧上に 中間高調波ノイズの周波数のリップルも生じ、 これはその DC レールから給電された回路に干渉し得る。
製品が波形歪みに対して保護されるように設計するために、
既に述べた適切な過電圧及び不足電圧設計テクニックを双方とも適用すべきである。
サイリスタ/トライアック電力制御回路は、主電源波形の歪みに伴って予期される
タイミング誤差全てに対処できるように設計すべきである。
タイマやリアル・タイム・クロックには、
安定な基準発振器 (例えば腕時計で用いられているような) や、
地上や衛星の送信機から放送される周波数基準 (6.5.4章参照) を用いるべきである。
応用によっては、非安定化 DC 電源レールからの帯域内ノイズの除去のために、
フィルタや電圧レギュレータが必要かも知れない。
上のテクニック全てはシステムや設備のレベルで適用でき、 これは [33] でカバーされているが、このシリーズの記事の対象範囲ではない。 だが、あり得る非常に広範囲の機器が「製品」という単語に含まれ、製品によっては それ自身の中にこれらのテクニックのいくつかを含めることができるかも知れない。
もし同一の主電源配電網に接続された他の機器が消費する負荷電流が 電力品質問題を引き起こしているのであれば、 その負荷が用いているのとは異なる分岐回路に その製品を接続することもできるだろう。 その主電源網に給電する 230/400V 配電変圧器に 直接接続することさえ必要かも知れない。
さらに進めて、製品を配電変圧器の上流の「共通接続点 (PCC)」に接続し、 従って他の機器の負荷電流によってあまり歪ませられておらず、 またより低いインピーダンスを持つ、従ってより良い電力品質を与える、 より高い電圧で動作させることもできるだろう。 これは通常は、PCC (例えば 3.3kV、11kV、33kV など) への接続のための 高圧変圧器を必要とするだろう。
だが、発電機は同一の kVA や kW の定格の 主電源配電変圧器よりもかなり高いインピーダンス(おおよそ３倍) を持ち、 従って変動する、あるいは歪んだ負荷電流は、 ローカルで発電された電源への方が通常の主電源網から給電された場合よりも より大きな影響を与え得ることを理解することが重要である。
従って、広域電源が (例えば) ディップやドロップアウトで悩まされる時、 そしてその代わりにローカルな発電機が用いられる時、 (例えば) １つ以上の負荷の非線型な特性が ローカルな発電機出力の歪みを許容できないレベルまで増加させ、 一組の電源品質問題を他のものに置き換えることになり得る。
１つの解決策は、発電機を負荷が消費するであろうよりもかなり高い出力の、 理想的には３倍高い定格のものとすることであり、 従って例えば 100kW 負荷には 300kW かそれ以上の発電機を用いることとなろう。 負荷が発電機に対して持ち得る影響を、 発電機の DC から少なくとも 5kHz までの出力インピーダンスを考慮に入れて 充分に詳細に分析したならば、 電力品質を向上させながらより良い費用効果を達成することができる。
発電機によっては、電圧トランジェント、 及び/もしくは波形歪みを引き起こす自動電圧調整 (AVR) を用いるので、 発電機が提供する電源品質を確認することが重要となり得る。
しばしば、通常の主電源が落ちた時に負荷を引き受けるために、 ローカル発電機が「スタンバイ」モードで用いられる。 だが、主電源から発電機への電源の切り替え (そしてその逆) は、 ある種の負荷に問題を引き起こし得る、 極めて著しい不足電圧、過電圧、ファスト・トランジェント、 そしてサージを発生させ得る (病院での例について [12] の No.55 を参照)。
ローカル発電に固有の、上述の問題への１つの解決策は、 全ての敏感な、あるいは重要な機器を、 高信頼の連続オンライン二重変換 UPS (後述) で動作させることである。
「アクティブ」フィルタと呼ばれるものは実際にはフィルタ技術を用いず、
これは伝統的な受動主電源フィルタを用いる人々が
この新しい電子技術をより心地良く感じるように創り出された
マーケティング用語に過ぎない。
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| Figure 6BQ: 「アクティブ」主電源フィルタ ―― 動作原理 |
アクティブ・フィルタは負荷が消費する非線型電流を監視し、
注入点の上流の網が基本周波数の正弦波電流を与える必要があるだけとなり、
従ってその自己インピーダンスが波形歪みを増加させないように、
主電源配電網に逆相の高調波電流を注入する。
アクティブ・フィルタは１つの負荷だけに対応するような大きさとすることができ、
力率補償として働くように製品に組み込むことさえできる ―― [36] の 6.3章を参照。
それを複数の負荷に対応できるような大きさとして、
例えば高層オフィスビルのフロア毎に１つのアクティブ・フィルタを用い、
フロアに給電する主幹系統が高調波電流を運ばす、
どのような電圧歪みもそれぞれのフロア内だけで生じるようにすることもできる。
その共振回路内にはエネルギーが蓄積されるので、 充分に大きいサイズとすれば、 ディップやドロップアウトのあいだでさえも電力を供給し続ける ――しばしば「ホールド・アップ」や「ライド・スルー」と呼ばれる―― ことができ、これが必要であれば、 通常は CVT を負荷の電力の 2.5倍、あるいはそれ以上とすることが推奨される。
CVT は、現代的なソリッド・ステート技術と比較して大きく、非効率的で、熱くなる。 だが、これは半導体を含まないので非常に頑丈で信頼でき、 必要となるかも知れない僅かな保守や修理は 標準的な電気的な知識と工具を用いて容易に行なえる。 用途によっては、それらは現代的な代替よりもかなり費用効果が良いかも知れない。
より長い停電のための「ホールド・アップ」や「ライド・スルー」の時間は フライホイールの大きさと回転速度に依存し、 これは相当のエネルギーを蓄積するように設計できる。 現代的なタイプは、非常に多量のエネルギーを小さい空間で安全に蓄積するために、 高速回転する軽量の非金属フライホイールを用いる。
供給される主電源の低品質に耐えるような定格をそのモーターが持つことが重要であり、 これは通常は、波形歪み、周波数低下、AC 電源上の DC、不足電圧などに伴う 過熱の防止のためにその寸法と電力定格を増やすことを意味し、 またそれは予期される過電圧 (スウェル ―― 6.5.3章参照) に対処できるであろう 絶縁を持つべきである。
発動発電機について既に述べたように、 発電機は広域電源網から給電される同一の VA 定格の HV 配電変圧器の おおよそ３倍のインピーダンスを持つであろうから、 その上の変動性の、あるいは非線型の負荷が、 それに対して保護することが期待されている元の低品質の電源よりも 総合的により悪い電源品質をもたらさないことを確かとすることが重要である。
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| Figure 6BR: サーボモータ式「電圧安定器」の原理 |
Figure 6BR はその基本原理をブロック・ダイアグラムの形で示し、 減速ギアボックスを介して摺動接点を駆動する小さいモーターだけで 非常に大きい電力を制御できる市販の三相ユニットの写真を含む。
マルチタップ法と同様、エネルギーを蓄積せず、
従ってドロップアウトや停電を補償できず、また主電源波形歪みへの影響を持たないが、
その電圧検出が主電源波形の RMS や平均ではなくピークに対して働けば、
その出力電圧のピークを一定に維持するように動作し、
整流器 ― コンデンサ AC/DC 変換器に関する限り、波形歪みを補償する。
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| Figure 6BS: 連続オンライン二重変換 UPS の原理 |
「連続オンライン二重変換」タイプは全ての電力品質問題に対処でき、 概念的にはフライホイール蓄電式電動発電機と似ている。 Figure 6BS に示すように、 エネルギー蓄積部 (例えばバッテリーやスーパーキャパシタなど) を充電するために低品質の電源が用いられ、 保護された負荷回路への給電のためにそのエネルギー蓄積部が用いられる。
主電源から給電される充電回路は、勿論、 予期される電圧スウェル、サグ、歪みなどに耐えられなければならない。
DC から 1GHz までの主電源に起因する全ての妨害に対して、 その入力と出力のあいだで少なくとも 80dB の減衰を与えると 製造業者によって規定されている UPS の例を見たことがある。 (電動発電機もそのような素晴らしい EMC 性能を達成するように設計し、 製造することができる。)
多くの種類の安価な UPS が入手可能であるが、 保護される負荷に、解決するよりも多くの電源品質問題を引き起こし得る。 例えば、一般的なタイプの１つは主電源から負荷に給電し、 入力電源の品質問題の何かの側面 (例えば RMS 電圧) が プリセットされた閾値以下となったことを検出した時に UPS モードに切り替わるだけである。 これらのタイプは電力品質問題全てに対する保護を与えず、 切り替えに際して、あるいは負荷を通常の主電源に戻す時に、 ディップ／ドロップアウトとトランジェントを生じ得る。
信頼性はもう１つのコスト関連問題であり、 UPS の一部のモデルは保護しようとしている主電源よりも多くの停電を 負荷に与えることが知られている (UPS の障害に伴って)。
従って、UPS の購入に際しては、必要な電源品質の向上を
本当に提供するであろうことを確かとするために、相当の注意を払うこと。
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| Figure 6BT: 様々なトリップ機能を持つ保護リレーのいくつかの例 |
電力の喪失、及び／もしくはトリップは予期しない時に起こり得るので、 その用途に応じて、受容できない損傷、金銭的損失、 あるいは安全上のインシデントを生じないことを確かとすることが重要である。 例えば、通常、素材のシート (紙、プラスチック、ゴムなど) の加工は、 その修理には生産の喪失による相当のコストを伴う何時間もの時間を要し得る、 全てが歩調を取って回り続ける必要がある、様々なモーターを用いる。
従って、もしその電力が停電やトリップによって失われるならば、 シートを引き裂かない (その一部は駄目になるかも知れないが) ように、 モーターを制御のもとにパワーダウンさせるために充分な動作時間を与えるために、 通常は UPS やその他のエネルギー蓄積技術が必要である。
電源の回復も予期しない時に生じ、 起こり得る全ての帰結を考慮することが重要である。 例えば、産業プロセスの制御されたパワーダウンの最中に回復するかも知れず、 この場合はプロセスは停止するまで減速を続けて手動での再始動を待つ、 あるいは再び加速して生産を継続する必要があるかも知れないが、 いずれの場合もプロセスは常に制御されていなければならない。
製品がデジタル・プロセスで制御されている場合、再始動に際して レジスタの内容全てが適切に設定されていることを確かとすることが重要である。 「コールド・スタート」が必要であれば、全てを初期値に設定すべきである。 その代わりに「ウォーム・スタート」 (停電の前の通りに継続する) が必要であれば、 全てに適切なデータをロードすべきである。
パワーアンプはパワーダウンやパワーアップに際して奇妙な挙動を示すことがあるので、 それ自身とそのトランスジューサ負荷を損傷から保護するために、 その制御回路は全てのパワーダウン／パワーアップ状況に対して保護を与えるべきである。 EN 61000-4-11 の全範囲のドロップアウトや停電、 あるいはそれ以上のものに対して試験することが推奨される。
停電、及び／もしくは復電にどのように応答するように製品を設計すべきかは、
その用途に、特に何か安全に関係するかどうかに依存する。
[2] The Institution of Engineering and Technology (IET, was the Institution of Electrical Engineers, IEE), Professional Network on Functional Safety, "EMC and Functional Safety Resource List", from the "Publications & Downloads" page at www.cherryclough.com.
[3] "Study to Predict the Electromagnetic Interference
for a Typical House in 2010",
Anita Woogara, 17 September 1999,
Radiocommunications Agency Report reference MDC001D002-1.0.
This Agency has now been absorbed into Ofcom,
and at the time of writing this report is available
via the `static' legacy section of the Ofcom website,
at: http://www.ofcom.org.uk/static/archive/ra/topics/research/topics.htm.
[4] "EMC for Product Designers, 4th Edition", Tim Williams, Newnes, December 2006, ISBN: 0-7506- 8170-5, www.newnespress.com.
[5] "Robust Electronic Design Reference Book, Volume I", John R Barnes, Kluwer Academic Publishers, 2004, ISBN: 1-4020-7737-8, www.wkap.com.
[6] "EMC Testing", Tim Williams and Keith Armstrong, a series in seven parts published in the EMC & Compliance Journal 2001-2, available from the `Publications & Downloads' page at www.cherryclough.com.
[7] Guides on the EN/IEC 61000-4-x series of test standards mentioned in this article have been written by Keith Armstrong with the assistance of Tim Williams, and published by REO (UK) Ltd, and are available from www.reo.co.uk/knowledgebase. In addition to describing the compliance test methods, they discuss how and where the EM disturbances arise, what they effect, and how to adapt the immunity test methods to real-life EM environments to reduce warranty costs and also improve confidence in really complying with the EMC Directive's Protection Requirements.
[8] "Electrostatic Discharge Testing for Automotive Applications", Martin O'Hara, EMC-UK 2007 Conference, Newbury Racecourse, 16-17 October 2007.
[9] "Characterization of Human Metal ESD Reference Discharge Event and Correlation of Generator Parameters to Failure Levels — Part I: Reference Event" and "— Part II: Correlation of Generator Parameters to Failure Levels" by K Wang, D Pommerenke, R Chundru, T Van Doren, F P Centola, and J S Huang, IEEE Transactions on EMC Vol. 46 No. 4 November 2004, pages 498-511.
[10] "Unusual Forms of ESD and Their Effects",
Doug Smith, Conformity 2001, page 203, www.conformity.com.
This article originally appeared in the 1999 EOS/ESD Symposium Handbook,
and can be downloaded from http://www.emcesd.com.
[11] Doug Smith's website, from which numerous very interesting articles on real-life ESD can be downloaded, is: http://emcesd.com.
[12] "The First 500 Banana Skins",
Nutwood UK Ltd, 2007.
This very interesting book costs about £10 plus post & packaging
from pam@nutwood.eu.com or via http://www.compliance-club.com.
It can also be accessed from www.theemcjournal.com.
[13] "Design Techniques for EMC, Part 0 - Introduction,
and Part 1 - Circuit Design and Choice of Components",
Keith Armstrong, The EMC Journal, January 2006 pp 29-41,
plus March 2006 pp 30-37, available from http://www.compliance-club.com.
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[14] "Design Techniques for EMC, Part 2 - Cables and Connectors",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issues 64 and 65, May and July 2006,
from the EMC Journal archives at www.compliance-club.com.
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[15] "Design Techniques for EMC,
Part 3 - Filtering, and Suppressing Transients",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issues 66-68, September and November 2006,
and January 2007, from the EMC Journal archives at www.compliance-club.com.
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[16] "Design Techniques for EMC, Part 4 - Shielding",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issues 69-71, March, May and July 2007,
from the EMC Journal archives at www.compliance-club.com.
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[17] "Design Techniques for EMC, Part 5 - PCBs",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issues 72 and 73, September and November 2007,
from the EMC Journal archives at www.compliance-club.com.
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[18] "EMC for Printed Circuit Boards,
Basic and Advanced Design and Layout Techniques, 1st Edition",
Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood January 2007,
ISBN: 978-0-9555118-1-3 (softback perfect bound) or 978-0-9555118-0-6.
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To order, email pam@nutwood.co.uk.
[19] "Using software protocols to mask CAN bus insecurities", Brian Kirk, IEE Colloquium on "Electromagnetic Compatibility of Software", 12th November 1998, IEE Colloquium digest reference No. 98/471.
[20] "Designing Electronic Systems for ESD Immunity", John R Barnes, Conformity, Vol.8 No.1, February 2003, pp 18-27, download from http://www.conformity.com/0302designing.pdf
[21] "Designing Electronic Equipment for ESD Immunity, Part I",
John R Barnes, Printed Circuit Design, Vol. 18 no. 7, July 2001, pp. 18-26,
http://www.dbicorporation.com/esd-art1.htm,
and: "
Designing Electronic Equipment for ESD Immunity, Part II",
John R Barnes, Printed Circuit Design, Nov. 2001,
http://www.dbicorporation.com/esd-art2.htm.
[22] "Software Tips for Immunity in Microcontroller System Designs", Dr D. Coulson, Approval magazine, Mar/April 1998, pages 16-18.
[23] "EMC - Software Hardening of Microcontroller Based Systems", Dr D. Coulson, Electronic Engineering, March 1999 pages 12-15.
[24] IEE Colloquium, "Electromagnetic Compatibility of Software", 12th November 1998, IEE Colloquium digest reference No. 98/471.
[25] "EMC-Hardening Microprocessor-Based Systems", Dr D R Coulson, IEE Colloquium: "Achieving Electromagnetic Compatibility: Accident or Design", Wednesday 16th April 1997, Colloquium Digest reference No. 97/110.
Note: IEE colloquium digests cost around £20 each
(+ p&p if you are outside the UK) from IEE Publications Sales,
Stevenage, UK, phone: +44 (0)1438 313 311, fax: +44 (0)1438 76 55 26,
sales@theiet.org.
They might not keep digests before a certain date,
in which case contact the IET Library on +44 (0)20 7344 5449,
fax +44 (0)20 344 8467, libdesk@theiet.org.uk.
[26] Moore's Law, see http://en.wikipedia.org/wiki/Moore's_law
[27] X2Y Attenuators: http://www.x2y.com
[28] Infineon Application Note: AN- TDA 1684X Version 1.2 June 2000, http://www.efficientpowersupplies.org/pages/Infineon%20Controller.pdf
[29] The Texas Instruments website includes many very useful application notes on designing PFC circuits (many originally written by Unitrode), visit http://www.ti.com/ and search by `PFC'
[30] Engineering Recommendation ER G5/4-1: "Planning levels for harmonic voltage distortion & the connection of non-linear equipment to transmission systems & distribution networks in the United Kingdom", The Energy Networks Association, http://www.ena-eng.org
[31] "Mains Harmonics", Keith Armstrong, REO (UK) Ltd., http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[32] "Guidance Notes on Control of Harmonics
in Electrical Power Systems",
American Bureau of Shipping, May 2006,
from: http://www.eagle.org/absdownloads/listdetails.cfm?id=346
or via: http://www.eagle.org/news/PRESS/jun07-2006.html
[33] "Power Quality", Keith Armstrong, REO (UK) Ltd., http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[34] "Audio-Frequency Shield Current Induced Noise is Negligible (as long as it does not flow in the 0V system)", Keith Armstrong, Audio Engineering Society 114th Convention, Amsterdam, March 23rd 2003, tutorial session on "Grounding and Shielding", available from the `Publications & Downloads' page at www.cherryclough.com
[35] "Bonding Cable Shields at Both Ends to Reduce Noise", Tony Waldron and Keith Armstrong, EMC + Compliance Journal (www.compliance-club.com), May 2002, pages 14-27, available from the `Publications & Downloads' page at www.cherryclough.com
[36] "Design Techniques for EMC, Part 6 - ESD, electromechanical devices, power factor correction, voltage fluctuations, supply dips and dropouts", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issues 74 and 75, January and April 2008, from the EMC Journal archives at www.compliance-club.com.
これは、Keith Armstrong 氏が EMC+Compliance Journal 上で発表した文書を、 その許諾を得て 佐藤が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
2009-03-15