[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > EMC のための設計テクニック (第2版) ]
翻訳: T. Sato
| この記事の著者、Keith Armstrong は、 EMC や機能安全に関する様々なセミナーやコンサルティングを世界各国で行なっています。 彼のサービスに関心のある方は、佐藤に、 あるいは直接 Keith Armstrong に 連絡して下さい。 |
| この記事の訳者、佐藤は、 現在テスト・ラボに所属しており、 EMC に関するコンサルティング、設計/対策支援などのサービスを提供しております。 この種のサービスに関心のある方は、佐藤に 連絡して下さい。 |
このシリーズは UK EMC Journal に 1999年に発表された記事 [1] のアップデートであり、 全ての応用領域 (家電、商用、娯楽、産業、医療と看護、自動車、鉄道、海事、航空宇宙、軍事など) の、 電子、PCB、及び機械設計者に関係する基本的なグッド EMC プラクティスを含む。 電磁干渉 (EMI) によって引き起こされる安全上のリスクはここではカバーしない ―― この点に関するより詳しい情報は、[2] を参照されたい。
これらの記事は、通常どの EMC テクニックを用いるべきで、 それらを通常どのように適用すべきかという、実際的な論点を扱う。 何故それらが必要なのか、あるいは何故それらが働くのかはカバーされない (あるいは、少なくとも理論に踏み込んではカバーしない) が、 それらは学術的に良く理解されており、何十年もの実践で良く証明されている。 EMC の基礎の良い理解はエンジニアリングの不足や過剰の防止を助けるために大いに有用であるが、 これらの記事の範囲を超える。
これらの６個の記事でカバーされるテクニックは：
上述のトピック全てに関して多くの教科書や記事が書かれているので、 この雑誌の記事の形式では、様々な課題を提示し、 最も重要な基本的なグッド・プラクティス EMC 設計テクニックを示す以上のことはできない。 より進んだ学習とより詳細な EMC 設計テクニックのために、参考文献が示される。
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| Figure 3A: フィルタの例 |
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| Figure 3B: 高性能「ルーム・フィルタ」 の例
(Hemel Hempstead の BSI の EMC 試験所において) |
フィルタや SPD の誤った使用は、製品のエミッションやイミュニティを、 それらが全く使われていない時よりも悪化させ得る。 より高価なフィルタや SPD が最良であるとは限らない。 一般に、販売業者のカタログから 単に定格、性能、そして意図された用途を確認することによってフィルタや SPD を選び、 それがあなたの製品のために必要な利益を与えると期待することはできない。
フィルタの設計については、Arthur B Williams のもの [3] など、 多くの本が書かれている。 より現代的な版があることは確実だが、 フィルタ設計はその年月のあいだにそれほど変わっていない。 PC 上で動くいくつもの回路シミュレータもあり、 フィルタのシミュレートのために用いることができる。 この記事は、ポールやゼロなどの細部に踏み込まない。 その代わりに、教科書や Spice などの回路シミュレータを用いて設計した、 あるいはカタログから選んだフィルタが望んだように機能する機会を持つようにし、 不愉快な、かつ／もしくは高いものに付く経験を避けるために考慮する必要があることを述べる。
フィルタの設計や選択は「黒魔術」ではないが、それでも、 あるフィルタが製品に組み込まれた時にどのような性能を達成するかを「厳密に」予測することは、 特に 100MHz 以上の周波数においては難しく、 最も費用効果の良いものを見付けるために様々な選択肢を試すことがしばしば必要となる。 プロジェクトの最初からそのような柔軟性を持つように計画し、設計することは非常に価値があり、 John R Barnes [4] が「策略のための余地」と呼び、私が「対マーフィー設計」と呼ぶものの例である。 私のアプローチは有名なマーフィーの法則に基づく ―― 私は、マーフィーが彼らのために用意しているかも知れない驚きを予想しようとする設計者が その設計目標とスケジュールにより確実に達し、 また適合試験に不合格となったプロジェクトの最後で無理矢理押し込まれるフィルタ、 あるいは期待されたよりも大きいフィルタなしで済ませられることから、 できあがった製品がより低い総生産コストを持つことに気付いた。
基本的に、この記事は製品と外部電磁 (EM) 環境との境界に取り付けられるフィルタを考える。
フィルタは常に、
クロストークを生じ、あるいはその信号が自由に混じり合うことを許されるべきではない
２つの領域やゾーンを分離するので、
アイテムの内部、例えばスイッチング電源と敏感なアナログ回路のあいだで用いられるフィルタは、
全てではないとしても同一の考察のほとんどを共有するであろう。
その不連続が大きくなると、減衰も大きくなる。 従って、不要信号 (ノイズ) の信号源インピーダンスが 100Ω である時、 それと直列に 1kΩ のインピーダンスを置けば、 信号のおおよそ 10% のみがその高インピーダンスを通過する ―― 20dB 前後の減衰となる。 同様の効果は、その代わりに 100Ω のノイズを 100Ω よりも遥かに低いインピーダンスを介して 「RF 基準」に接続することによっても生じさせられる： 例えば、5Ω は 26dB 前後の減衰を与えるであろう。
フィルタは、関係する周波数範囲にわたって所望のインピーダンス不連続を作るために、 抵抗 (R)、インダクタ (L)、そしてコンデンサ (C) などの電子部品を用いる。 R、L、あるいは C の部品は単体でフィルタとして用いることができるが、 それらを組み合わせればより良い減衰が得られる。 LC 型は RC 型よりも良い減衰を与えることができ、 その低い損失のためにしばしば電力回路で用いられるが、 全ての LC フィルタはいくつかの周波数でゲインを生じ得る共振器であるので、 所望の周波数範囲にわたる減衰を確かとするために、 実際の信号源や負荷のインピーダンスを考慮に入れて慎重に設計する必要がある。 RC 型は、通常はより確実なフィルタ性能を与える。
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| Figure 3C: 様々な種類の単純なシングル・ライン・フィルタ |
単純な誘導性フィルタ (チョーク、フェライトなど) は RF 基準接続を持たず、 従って RF 基準がない場合、あるいは RF 基準はあるものの 関係する最大の周波数において充分に低いインピーダンスを与える構造を持たない場合に、特に有用である。 残念ながら、そのような非常に単純なフィルタは通常は非常に高い減衰を与えられない。 典型的には、周波数に依存して、3〜20dB の範囲である。
コンデンサも、 (「高 → 低」のインピーダンス不連続を作ることによる) 非常に単純なフィルタとして単体で、 あるいはインダクタ、及び／もしくは抵抗を含むより複雑なフィルタ回路の一部として 使用することができる。 だが、フィルタ内のコンデンサの有効性は、 それが「接地」として用いる RF 基準のインピーダンスに、そしてコンデンサと RF 基準のあいだの接続 (ワイヤ・リード、PCB トレースなど) のインピーダンスに依存する。 容量性フィルタの製造業者のデータ・シートの値は ベンチ・トップ全面を覆うソリッドな銅のシートである RF 基準を用いて測定され、 従って通常現実に可能であるよりも低いインピーダンスを持つので、 結果的に現実世界ではそれは滅多に達成されない。
良く設計された高価な多くのフィルタが、 良くない性能の RF 基準に接続されることによって、 あるいは必要であった金属と金属の直接の接触の代わりに短いワイヤで 素晴らしい基準に接続されることによって、その性能を台無しにされてきた。
R-C-R フィルタの一般的な使用の例は、 フレキシブル基板を介したコンピュータ・ボードとディスプレイの接続における、 そのフレキシブル基板からのエミッションの低減のためのものである。 これらのフィルタにおける抵抗値は、しばしば、フィルタリングのためとともに、 伝送線路整合 ([6] の 2.7章を参照) のために選択される。
フィルタは、不要な「ノイズ」を減衰させながら、必要な信号や電力を通過させねばならない。 従って、フィルタの規定は 必要な信号や電力の全スペクトラムの知識を持って始めなければならない。 今日では、現代的なデジタルやスイッチ・モードのデバイスのデバイスの 非常に早いスイッチング・エッジのため、 必要な信号のスペクトラムが、必要はないが EMC 問題を引き起こす、 非常に高い周波数を含むのが普通である。 近傍のデジタルやスイッチ・モードの回路からの浮遊結合のため、 アナログ信号もそのようなノイズで汚染されている。 これらの非常に高い周波数は、フィルタ、及び／もしくはシールドによって除去でき、 より多くの導体を汚染するまで待つ代わりに それを発生源で取り除くことが良い EMC プラクティスであり、 これは [7] の 1.1.2章と Figure 1B で述べられた。
驚くべき減衰を達成するためにフィードバック技術を用いたアクティブ・フィルタを、
オペアンプをベースとして設計することができる。
だが、ある周波数よりも上では、
全てのオペアンプが持つフェーズ・シフトが帰還回路の減衰を増幅に変える。
従って、自分が何をしているのかを本当に知るための経験とスキルを持たない限り、
そして何 GHz もの利得帯域幅積のオペアンプを使うのでない限り、
1MHz よりも上の周波数の制御のためには、
常に R、L、そして C に基づいた受動フィルタを使用する。
RC フィルタは、強く共振しないため、最も予測しやすい EMC フィルタである。 EMC 工学においては、典型的には 100nF 以下の値の C と共に、 1Ω から 10kΩ の範囲の値の R が普通に用いられている。 RC フィルタは、大抵は低信号源インピーダンスからの DC や低周波の信号が 高インピーダンスの負荷に接続される時に用いられる： それが低コストで高減衰を与えられる場合、 Figure 3E の下側に示すように、R は信号側に接続され、C は負荷側に接続される。
LC、インダクティブ T、そしてインダクティブ π 型フィルタは、 抵抗を用いたフィルタよりも低い損失でより高い減衰を与えられるが、 それは共振回路であり、信号源や負荷のインピーダンスに敏感であるので、 より慎重な設計を必要とする。
応用によってはそれを「シャーシ」や「フレーム」と呼べるかも知れず、 それは通常は回路上は 0V 給電と同一であることからしばしば 0V と呼ばれるものの、 この RF 基準を「アース」や「グランド」と呼ぶのが通常のプラクティスである。 だが、EMC 工学において問題となるのは、 RF の信号やノイズの基準として用いられる導体構造の、 管理されるべき周波数におけるインピーダンスであるので、 これらの用語全ては誤解をもたらす可能性を持つ。 実際、単純な直列インピーダンス以上の全てのフィルタについて、 RF 基準は非常に重要である。 フィルタを望んだように機能させるためには、RF 基準を流れる帰路電流が見るインピーダンスは、 その基準に接続される全てのフィルタ要素のインピーダンスよりもかなり小さくなければならない。
従って、もし RF フィルタの中で RF ノイズを「グランド」にシャントするために 10nF のコンデンサを使用しており、 その RF フィルタに 100MHz まで理論的性能に近い動作をさせたいのであれば、 そのコンデンサ (1nH の自己インダクタンスを仮定) の 100MHz における リアクティブ・インピーダンス (なお、そのほぼ全てはその自己インダクタンスによる) はおおよそ 0.65Ω であることに気付くべきである。 長さ 10mm の、直径 1mm のワイヤや幅 1mm の PCB トレースは、 その周波数において約 6.3Ω のインピーダンスを持つので、 100MHz において 0.65Ω よりもかなり低いインピーダンスを持つ「グランド」構造を作ることは 非常に難しい。 ワイヤの直径、あるいは PCB トレースの幅を増やすことはインピーダンスを低減するが、 それほど大幅にではない。 長さ 10mm、直径 4mm のワイヤや幅 4mm のトレースは、 依然として 3.2Ω 前後を持つであろう。
アース、グランド、シャーシ、フレーム、そして 0V システムの大部分は ワイヤや PCB トレース導体で作られており、 設計者は、それらが「アース」、「グランド」、あるいは「0V」と名付けられていることから、 それらが実際にアース、グランド、あるいは 0V 電位であると仮定する。 だが、実際には、RF においては、それらは、それを流れる RF 電流に依存して、 その構造上の異なる点で顕著に異なる電位を持つほど高いインピーダンスを持つ。 数十 MHz 以上では、回路のための、そして特にフィルタのための RF 基準として役に立つのに 充分に低いインピーダンスを達成し得る唯一の導電性構造は、金属の領域やプレーンである。 それが、RF 基準が、非常に頻繁に RF 基準プレーンと呼ばれる理由である。
RF 基準としてプレーンを用いる回路は、管理すべき最大の周波数において、 波長の 1/10 (λ / 10) よりもかなり近くに、 理想的には λ / 100 以下に位置しなければならない。 これは、プレーンへの接続が、おそらくは数百 Ω のインピーダンスを持つ 共振アンテナとして振る舞うのを防ぐことを助ける。 1GHz においては、これは 30mm の最大間隔を意味し、 それよりもかなり近く、理想的には 3mm 以下とすることによって、 より良い EMC が達成されるであろう。
回路がそれを金属の箱の中に置くことによってシールドされている場合、 それは、その箱の壁、及び／もしくは背面、底面、そして上面を、 その RF 基準として用いることができる。 一般に、それらが金属の箱の異なる面であるという事実にもかかわらず、 これは依然として RF 基準プレーンと呼ばれるであろう。 RF 基準の設計において考慮すべき重要な点は、使用される全ての範囲にわたり、 「表面電流」が望む場所を自由に流れられなければならないということである。 表面電流は、以下の表皮効果の章で述べる。
多くの電子技術者は、「一点接地」 ――時に「スター接地」と呼ばれる―― の概念に馴染んでいる。 そのような設計においては、電圧基準は単一の物理的な点であり、 それを必要とする全てのものは導体 (ワイヤや PCB トレース) によってそれに接続される。 これらの導体を、ここまでで述べたように、インピーダンスの観点、 あるいはそれが共振アンテナとなる見込みの観点から分析すると、 一点接地やスター状の導体構造は EMC のためには役に立たないことがすぐにわかる。 それらの導体は、単に長過ぎる。
半導体の加工寸法の持続的な縮小は、 ありふれたデジタルのグルー・ロジック・デバイス (例えば HCMOS) でさえも 1GHz までの周波数で顕著なエミッションを発生し、 現代的な FPGA やマイクロプロセッサは そのようなグルー・ロジック IC よりも EMC に関して遥かに悪くなり得る ――レベルと周波数の双方で―― ことを意味する。 そのような周波数を管理しようとするためには、 ワイヤ、PCB トレース、あるいはビア・ホールの長さが数ミリメートルよりも長くないこと、 望ましくは 1mm 以内であることが必要となる。 円形断面の導体の代わりに平打ち編組ストラップを使用することは 有用な周波数を単純に若干高くするが、数百 MHz の管理のために充分にではない。 従って、関係する電力や信号の種類にかかわらず、 一点接地テクニックは今は技術史の学生の関心事に過ぎない。
全ての回路や相互接続は、今は、同一の製品の内部のデジタル、スイッチ・モード、 及び／もしくはワイヤレスの回路からそれらに結合する RF ノイズの影響を受け、 またその環境内の近傍のケーブルや環境電磁界から結合する RF ノイズの影響も受ける。 結合したこのようなノイズは任意の回路や相互接続を RF エミッションの発生源、及び／もしくは干渉の被害者にし得るし、 これは DC 計装やオーディオのような低周波アナログ信号についても真である。 従って、今日では、彼らが必要とする機能上の性能や信頼性を達成し、 かつ／もしくはエミッション及び／もしくはイミュニティについての EMC 適合試験に合格させるために、 全ての電子設計者が EMC 設計テクニックを使うべきである。
RF 基準プレーンの設計が費用効果の良い EMC 設計のために重要であるという事実にかかわらず、 多くの技術者 (私を含む) が 依然としてそれを「アース」、「グランド」、あるいは 0V と呼ぶ傾向があり、 それによってそれが緑／黄の絶縁を持つ限り ワイヤが「アース」構造の一部として有用となり得ると考える人々とのあいだでの 混乱やコミュニケーションの齟齬をしばしば引き起こしている。 従って、RF 基準プレーンとして用いられるであろう物理構造を同定するために、 あるいはそれがまだ存在していないならばそれを作り出すために用いられている 用語の先を見ることが重要である。
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| Figure 3D: (必要な) 差動モード信号とコモン・モード「ノイズ漏洩」 |
RF 相互接続設計の相当の部分は、 所望の信号のエネルギーを望まない CM ノイズに変換する「不平衡減衰量 (LCL)」を改善するために、 より良い平衡を持つケーブルや PCB トレースを作ることに関係している。 LCL が良くなると、必要な信号はより遠くまで許容できる品質で伝搬するようになり、 あるいは許容できる品質で同一の距離まで送ることのできる周波数が高くなるであろう。 このため、コンピュータ・ネットワーク産業は、Ethernet のためのケーブルを、 Cat 5 から Cat 6 へ、さらには Cat 7 ケーブルへと進歩させている。 カテゴリーのそれぞれの向上にはより良い平衡が伴い、より高い周波数におけるより良い LCL を、 そして所定の Ethernet 信号に対するより低い CM ノイズの発生をもたらす。
DM と CM の信号やノイズが存在するので、
我々はそれらの双方に対してフィルタリング・テクニックを適用できる必要がある。
1MHz 以下では、DM の信号やノイズのフィルタリングのみに関心を持つ可能性が高くなる。
だが、高い周波数においては、導体上に存在する RF の量を低減し、
その不平衡によって引き起こされる CM ノイズ電流／電圧を低減するために、
DM フィルタリングを使用することができる。
存在する CM ノイズの量を減らすために、CM フィルタリングも使用できる。
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| Figure 3E: 減衰の向上のためにインピーダンス不連続を最大化する |
電流 (DM や CM) から見た信号源と負荷のインピーダンス ――その帰路経路を含めた電流ループのインピーダンスを考慮した―― がいずれも低い場合には、T 型フィルタ (R と L のいずれかを用いた) が好まれる。 電流 (DM や CM) から見た信号源と負荷のインピーダンス ――ここでも、その帰路経路を含んだ電流ループのインピーダンスを考慮した―― がいずれも高い場合には、π型フィルタ (R と L のいずれかを用いた) が好まれる。 電流 (DM や CM) に対する信号源インピーダンスが低く、 その負荷インピーダンス ――ここでも、その帰路経路を含んだ電流ループのインピーダンスを考慮した―― が高い (あるいはその逆) 場合には、 RC や LC のフィルタ (低インピーダンスの側に R や L が接続された) が好まれる。
低い周波数の必要な信号と高インピーダンス負荷を持つ低電力回路については、 コストを節約し、時にはより広い周波数範囲にわたるより高い減衰を達成するために、 これらの単純な回路のインダクタを 100Ω から 10kΩ の抵抗で置き換えることができる。
フィルタすべきノイジーな電流 (DM や CM) の信号源インピーダンスが低い場合、 単純な C のフィルタを取り付けることは 回路を流れるノイズ電流を増やして磁界 (H) エミッションを増加させ、 また回路の 0V プレーンを横切るノイズ電圧も増大させて その CM 電界 (E) エミッションも増大させるであろう。 DM や CM のノイズ電流の増加の防止が、 低インピーダンス信号源を (RC、LC、あるいは T 型のフィルタを作るために) 直列抵抗やソフト・フェライト・チョークで受ける、もう１つの理由である。
平衡 (差動) 信号については、Figure 3E の RF 基準は導体ペアの帰路導体に置き換えられる。
だが、DM フィルタリングについてのみである。
CM フィルタリングについては、Figure 3E に示すような回路が２つ必要となる。
１つは送出導体のため、１つは帰路導体のためで、
それら双方がそのコンデンサを RF 基準プレーンに接続する。
CM フィルタリングは、「CM チョーク」の使用からも大きな利益を得られる。
これは後で述べ、Figures 3L、3M、及び 3N に示す。
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| Figure 3F: 様々なソフト・フェライト・コアが市販されている
(これらのトロイド型やシリンダー型の例は Philips のもの) |
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| Figure 3G: ソフト・フェライト・コアのもういくつかの例 |
ソフト・フェライト・コンポーネントは、 「RF サプレッサ」、「干渉サプレッサ」、「サプレッション・チョーク」、 そして「シールド・ビーズ」を含む様々な名前で知られている。 Figures 3F と 3G は市販のケーブル取り付け型フェライト部品のいくつかを示す。 非常に様々な PCB 実装型ソフト・フェライト・コンポーネントも市販されているが、 これらの図には示されていない。 Figure 3G は、それが相互接続する製品を (少なくとも) ヨーロッパや USA のエミッション規制に適合させるために 全ての VGA ケーブルがその両端に持つ必要がある標準的なソフト・フェライト CM チョークが見える、 標準的な VGA ケーブルを含む。
Figure 3G の右下には、この例ではその周囲に「4 1/2 ターン」のケーブルが巻かれている、 CM チョークとして用いられているトロイダル・ソフト・フェライト・コアを示す。 後で述べるように、最も高い周波数におけるフィルタの減衰は、 その入力と出力の導体の間の浮遊結合によって支配される。 従って、写真のもののような CM チョークの入力と出力の導体が、 互いに可能な限り遠く離れていることが重要である。 これは、その図ではっきりと見られるような巻き方をもたらす。 コアの半分だけが巻かれ、入力と出力のケーブルが互いに反対側にあり、 そのおそらくは奇妙な「4 1/2 ターン」を持つという説明は、 入力と出力の導体が反対側にあることを示す一般的な方法である。
有用なソフト・フェライト・コンポーネントの１つは、
長手方向に分割されてプラスチックのクリップ式ハウジングに嵌め込まれたシリンダーであり、
Figure 3G にフラット・ケーブル用のものとともに円形断面ケーブル用のもののいくつかの例を示す。
そのような分割フェライトはケーブルに取り付けること
(そして効果がないことがわかったならば取り外すこと) が非常に容易であり、
EMC 技術者はこれをいくつも持ち歩き、
それを DM と CM の EMC 問題の診断、切り分け、そして対策に用いる傾向がある。
送出と帰路の導体全てを含む、
ケーブル全体やケーブルの束の周りにクリップされたフェライト・シリンダーは、
CM チョークである。
だが、もし送出と帰路のいずれかの導体の上だけにクリップされたならば、
それは DM チョークである。
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| Figure 3H: ソフト・フェライトの選択 |
データ・シートによっては、 あなたが関心を持つ周波数範囲のインピーダンスのデータを与えるだけである。 だが、データーが存在しない周波数範囲で それらが達成するであろうインピーダンスについて何かを仮定するのは間違いであろう。 あなたが管理することを望む全周波数範囲にわたるインピーダンスについての 製造業者のデータを持っていることを常に確かとすること。
ソフト・フェライトの選択でしばしば見落とされる側面の１つは、 そのインピーダンス対周波数曲線が DC、及び／もしくは LF の電流によって変化することである。 典型的なデータ・シートの曲線はそのデバイス内の電流がゼロであることを仮定しているが、 その電流が増加するとピーク・インピーダンスが生じる周波数も上昇するであろうし、 ピーク・インピーダンスは低下するかも知れない。
エミッションやイミュニティの試験がある周波数
(例えば、228MHz のクロック高調波) で不合格となっている時、
その周波数の近くで非常に高いインピーダンスを持つソフト・フェライトが選ばれるであろうし、
それはその問題の原因と思われる PCB 上のトレースと直列に追加されるであろう。
だが、そのトレース上の DC や LF の電流は、
顕著な減衰を与えて試験に合格させるために充分に高いインピーダンスが
実際に達成されなくなるのに充分なだけ、ピーク・インピーダンスの周波数を上げ得る。
その代わりに、それをトレース電流が通った時に
そのピーク・インピーダンスを問題の周波数に持つであろうデバイスを選択するように、
トレース内の電流と使用するデバイスのタイプの周波数／電流変化を考慮に入れるべきである。
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| Figure 3J: 様々なソフト・フェライト・デバイスが市販されている
(これらの例は、0805 で、典型的には 100〜200mA の定格の、村田製作所の BLM21 シリーズ) |
Figure 3J の上側の２つのグラフのようなカーブは、 低い周波数の信号のフィルタリングのために最も適切である。 下側の２つのグラフのカーブは、 受信デバイスの最大スキュー要求を確実に満たすために、 充分に早い立ち上がり／立ち下がりを持つデジタル波形を作るために充分な低次の高調波を残しながら、 デジタル波形から不要な高調波をフィルタリングするために誂えられたデバイスを示す。 CM フェライトは、どの周波数においてもいかなる CM 電流の必要性もないことから、 左上のグラフに似たインピーダンス対周波数曲線を持つ傾向がある。
ソフト・フェライト・コンポーネントを用いたフィルタやその他の回路をシミュレーションする時、
単純なデバイス・モデルを使用することはできない。
そのパラメータは周波数依存であり、電流依存であり、また温度依存でもあるかも知れず、
ある周波数範囲にわたるシミュレーションをいささかなりとも正確なものとするためには、
そのようにモデル化すべきである。
回路シミュレータによっては、そのような複雑なパラメータのモデルを扱えないかも知れない。
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| Figure 3K: 巻線部品のコアのギャップからの漏洩磁界は EMC のために悪い |
それらは大きな磁束を持ち、コアの飽和を避けるためにエア・ギャップに頼ることから、 これは高電流を運ぶ DM チョークのためには顕著な問題となり得る。 エア・ギャップを避けることができない場合の解決策には、 その漏洩磁界を閉じ込めるためにそのコンポーネントの上にシールドを付けることや、 エポキシ・バインダーに鉄や酸化鉄を混ぜたもので作られたコアや 類似の分散エア・ギャップ材を用いることなどがある。
シールドの近さはそのコンポーネントのインダクタンスを低下させ、 またシールドはその高磁界によって飽和してシールドを与えなくなるかも知れないので、 シールドはコアや巻線に近過ぎるべきではない。 鉄粉や類似のコアは独立したエア・ギャップを持たず、 その代わりにコア内の磁性粒子間の何億もの微視的なエア・ギャップに頼り、 結果として遥かに小さい漏洩磁界を持つ。
温度の変動は、同様の影響を持つ。 25℃ 程度以上では、磁気コアのインダクタンスは低下し、 その「キューリー点」に近付くとより急激に低下し、その点よりも上ではゼロとなる。 キューリー点はその材質に依存するが、通常は 100〜200℃ のあいだである。 主電源フィルタの性能が、そのフィルタの動作定格内の電流負荷や環境温度の変動によって、 どのように 20dB 程度低下し得るかを示した実験が、[8] で述べられている。
従って、フィルタを設計するならば、 コア供給者から電流や温度への依存性の適切なグラフ全てを入手し、フィルタ設計に際して、 それが動作する必要がある電流と温度の全範囲について、この影響を考慮する。 そして、供給者からのフィルタを選択するならば、 それが動作に際して経験するであろう電流と温度 (同時に) の範囲にわたる 最小性能がどのようになるであろうかを理解していることを確かとする。
特別な問題の１つは、EN/IEC 61000-3-2 クラス D に適合しない AD/DC 電源である。 それらは、その主電源電流を、RMS 電源電流の何倍も高いピークとして流す。 これらのピークはその減衰率を毎秒 100回 (60Hz の国においては 120回) 低下させるであろうし、 フィルタのインダクタを一時的に飽和させ、 達成されるフィルタ性能を深刻に損ないさえするかも知れない。
CM チョークは送出と帰路の電流を平衡させることを目的としており、 従って必要な DM 電流によるコアの実質的な磁化はない。 だが、完璧な巻線はないので、常にある程度の不平衡があり、 これは CM チョークと直列の DM チョークとして姿を現す。 スペースの節約やコストの低減のためにそのコアができる限り小さくされている場合には特に、 結果的な不平衡電流は CM チョークのコアを飽和させ得る。
慎重に設計されていれば、CM チョークは常に冷たいままで働く。 飽和したインダクタは温かくなり、 電源周波数で使用されていればハムやバズが聞こえるかも知れず、 そのいずれもが設計の誤りの可能性の手掛かりである。
巻線とコアのあいだには常に浮遊容量があり、 フェライトはセラミックであってその誘電率は高いので、 その浮遊容量も大きくなる。 従って巻線上の RF 電圧はコアへの RF 電流を生じ、 フェライトは導電性であるので、 その電流は浮遊容量や抵抗性接触を介してコアから他の導電体へと流れ得る。
保守要員は、大きい RF を扱う巻線フィルタ部品や変圧器のコアからの 電撃や RF 火傷を受けることがある。 これらの浮遊 RF コア電流は CM であり、従って EMC での重大な問題を引き起こし得る。 浮遊 CM 電流の抑制のためにコアを絶縁するか、 さもなくばそのコアに浮遊電流を回路の適切な箇所に戻す接続を設けることが重要である。
コア電流を戻すために最も適切な回路の箇所は、 「アース」、「グランド」、「シャーシ」、「フレーム」、あるいは「0V」であるとは限らない。 全ての電流はループを流れ、良い EMC のためにはそのループ面積を最小化しなければならない。 従って、正しいテクニックは、その浮遊 RF コア電流がそもそもどこから来ているかを考え、 それを最小の面積を囲む経路で発生源に戻すことである。 「典型的」な電子製品のフィルタについては、 通常はフェライト・コアに関係する RF の電流や電圧を心配する必要はない。 だが、スイッチ・モード波形は RF スペクトラムに相当のエネルギーを含むので、 スイッチ・モード電力変換器に関係するフェライト (フライバック・チョーク、変圧器など) で EMC を達成するためには、コア電流の管理が重要となり得る。 しかし、この記事はフィルタに関するものであるので、 スイッチ・モード EMC 設計の課題にはこれ以上踏み込まない。
この理由のため、直列フィルタ・エレメント (チョークや抵抗のような) の入力と出力の端子、 そしてそれに接続された全てのリード、回路、あるいは PCB トレースを、 実際的な範囲で可能な限り離すことが、高周波性能のために非常に重要である。 100MHz 以上での良い性能のためには、 入力回路を出力回路からシールドすることさえも重要となり得る。 これは後の 3.3.3章で述べるトピックである。
表面実装フェライト・ビーズは、その寄生容量が非常に小さいことから、 非常に高い周波数において非常に高いインピーダンスを達成し得る。 だが、その入力と出力のトレースを互いに近くに引いて入出力間の浮遊容量を増やすことで、 100MHz 以上でのその性能を損なうことは容易であるので、PCB レイアウトは非常に重要である (EMC フィルタのための PCB 設計とレイアウトのテクニックに関するより詳しいことは、 [9] の第２部を参照されたい)。
減衰を向上させるため、そのインピーダンスを増やすために 同一の磁気コアに導体を何回か巻くことは魅力的である。 だが、その追加の巻線によって浮遊容量が増加するため、 これは高い周波数においては求めるように効果的ではないかも知れない。 コア上の巻きの回数が多くなると、それは互いにより近くなり、 それらのあいだの浮遊容量も増加する。 この影響は、多層巻線、特にパイル巻き ――この巻き方は、ユニットのあいだで、巻きが互いにどのように位置するのかを管理しない―― において、非常に強い。
パイル巻きを含む、複数の層の巻きを持つチョークは、 低い周波数で非常に高いインピーダンスを達成し得るし、 例えば調光器の位相制御用トライアックが放射する RF ノイズの抑制のように 相当の減衰が数 MHz まででのみ必要かも知れない場合のように、 応用によってはこれが必要な全てである。 興味深いことに、少なくともそのような調光器の製造業者の一社は、 多層巻きやパイル巻きのチョークは、 そのチョークが回路上で反転された時に同一の性能を与えると限らないことに気付いた。 これは、そのようなチョークの浮遊容量の複雑な特性による。
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| Figure 3L: 「スーパー・トロイド」巻き |
高い周波数におけるインピーダンスを向上させるもう１つの方法は、 複数のフェライトのチューブやトロイドをケーブルに沿って直列に並べることである。 だが、それらのインピーダンスと浮遊容量は、 このテクニックの目的を挫くであろう共振を生じるように相互作用を生じることがあり得る。 従って、このテクニックを使用する時には、その浮遊成分についての妥当に正確な推測を用いて (あるいはその物理構造の３次元フィールド・シミュレーションからそれらを抽出して) そのような設計全体をシミュレートし、 あるいは単にそれらを組んで計測器を用いてその伝達関数を試験するのが最良である。
非常に低い浮遊巻線間容量を、
従ってそのフェライト材が持つことのできる最高の直列インピーダンスを持つチョークを
確実に達成する１つの方法は、多数のフェライトのチューブやトロイドを、
それらのフェライト全てを互いに触れさせて並べることである。
それぞれのフェライト・コア上の複数の巻きの代わりに、
導体はそれぞれのコアの中心を一度だけ通過する。
勿論、これは全体として非常に大きい、あるいは非常に長いデバイスを作ることになる。
だが、必要な信号は DM であるが、 ほとんどのエミッションとイミュニティの問題は CM ノイズによって引き起こされる。 従って、我々は、信号の減衰や歪みなしに、 信号のスペクトラム内のノイズに対して CM フィルタリングを使用することができる。 勿論、完璧なものはないので、 CM フィルタリングは必要な DM 信号へのある程度の影響を持つであろうし、DM 信号の減衰、 及び／もしくは歪みが許容限度内にあることを確かとすることがその設計の一部である。
通常はソフト・フェライト・コアを用い、 チョークのフェライト・コアにDM 信号のための送出と帰路の導体を一緒に ――通常は、高い周波数における性能を制限する入出力間容量を低減するために 入力と出力のリード／ピンをコアの反対側に設け、バイファラ巻き、トライファラ巻きなどで―― 巻いた、CM 「チョーク」である。
その磁気回路が信号や電力の回路に関係する送出と帰路の導体の双方 (あるいは全て) の 周りを囲む場合、それは CM 電流のみを低減するであろう。 必要な DM 信号の送出と帰路の電流経路によって作られる磁束は相殺されるので、 その磁気回路から何ら影響を受けない。 実際には、常に送出／帰路巻線の不平衡によって引き起こされる いくらかの漏洩インダクタンスがあるので、常にいくらかの DM 減衰がある。 この不可避な漏洩は、１つのコンポーネントで CM と DM の双方のフィルタリングを与えることで、 利益に変えることができる。 通常の CM チョークでは DM 漏洩は管理されておらず、大幅に変動し得るが、 一部の EMC フィルタ部品製造業者 (例えば村田製作所) は 規定された DM インピーダンスを持つ CM チョークのシリーズを提供している。
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| Figure 3M: コモン・モード (CM) チョークによる CM フィルタリング |
勿論、我々は、やり直しと再試験による遅延を避けるため、 最初から EMC 試験に合格するという自信を持てるように設計したいが、 量産する製品については、過剰設計によって過大なコストを加えたくもない。 製品が EMC 試験されるまで、 CM の電圧と電流は周波数と振幅の双方についてほとんど未知であるので、 CM フィルタの設計はここでいくらかの困難を生じる。
今は、CM の影響を予測できるようにする、 コンピュータ支援 EMC シミュレーション・パッケージが市販されている。 充分に正確な結果を与えるためには、 シミュレータはコンポーネントの浮遊 (寄生) パラメータ全てをモデル化しなければならない (これはどのような回路シミュレータでも行なえる) が、 それは、コンポーネント、導体、そしてその他の物理構造に関係するフィールドも、 ３次元の中で解かなければならない。 これらのシミュレータは、現代的な 64ビット PC のような、 大量のメモリを持つ強力なコンピュータを必要とし、 そのソフトウェア・パッケージは最上級の高級車ほどの金額となり得るが、 それらをどのように使うかを学び、コンポーネントをモデル化し、 そして実際の物理的設計を取り込むために充分な努力が行なわれたならば、 非常に効果的となり得る。 コンピュータ・シミュレーションは、EMC を最小のコンポーネント費用で最初から正しく設計し、 あるいは少なくともより速やかに最適な EMC 設計に近づく可能性を提供する。
正確なコンピュータ・シミュレーションがない場合、 試作品を様々なフィルタ部品やパッケージされたフィルタのオプションに対して設計し、 必要となるかも知れない、 最も安価なものから最高のスペックのものまでのフィルタの部品やパッケージ全て (しばしば製造業者から無料のサンプルとして入手できる) を用意しておくことが最良である。 PCB 実装型フィルタの場合、 RC、LC、T、そして π 型フィルタを含む広範囲のフィルタを作るために、 ゼロ・オーム・リンク、個別の抵抗やフェライト・ビーズから CM チョークまで、 そしてそれに加えて２端子や３端子のコンデンサに対応できる、 「万能フィルタ・パッド・パターン」を作ることができる。
EMC 予備適合試験は、最小コストのフィルタのオプションを取り付けて開始され、 それが不適切であることが分かったならば、試験に合格するまで、 別のコンポーネントやより高い性能のフィルタが取り付けられる。 その代わりの、おそらくはより良いアプローチは、 他の問題がないことを確かとするために、最高の性能のフィルタから始めることである。 そして、その試験に合格したならば、 そのフィルタを充分に良く働くものに替えてコストを下げる。 デジタルやスイッチ・モードの電子回路を含む製品については、 通常は予備適合エミッション試験を用いれば充分である。 低エミッションは、通常は充分なイミュニティの兆候であるが、 全面的なエミッションとイミュニティの試験のみが、 充分なフィルタが用いられているかどうかを証明するであろう。
そのようなアプローチは、その製品の完全な再設計を必要とする、 「フィルタのための余地がない」問題の回避を助ける。 ほとんどの技術者は、彼ら自身のテクノロジーと応用での経験をすぐに得て、 より小さい寸法のフィルタ・パッド・パターンを使えるようになる。 だが、構造、IC、あるいはテクノロジーが変化した時 (例えばマイクロプロセッサのダイ・シュリンクによる ―― [6] の第１部を参照) には、得られた設計規則は再考されねばならない。
デバイスや組み立ての許容差、測定精度などの余裕のために、 フィルタ性能が試験規格のエミッションやイミュニティの要求に対して 少なくとも 6dB の「工学的余裕」を与えれば最良である。 もしその EMC 試験が認定試験所 (例えば [10] による) によって達成されているものよりも 不正確であるならば、 特定の試験所における EMC 試験の再現性は通常は ±4dB よりも良くないこと、 また同一の認定機関によって認定された試験所間の再現性は しばしば ±10dB より良くないことを念頭に置いて、 誤差のためにより大きな余裕を取るのが最良である。
シングル・エンド信号を用いたリボン・ケーブルのような、ある種の相互接続は、 高レベルの DM エミッションとイミュニティに悩まされ、 必要なフィルタリングは必要な信号を過度に減衰させるため、 フィルタの使用のみによって充分な EMC を達成することは不可能だとわかるかも知れない。 そのような場合、 必要な信号を損なうことなしに充分にフィルタすることのできない周波数を減衰させるため、 シールドされた相互接続 ([7] の第１部を参照) を使用する必要があるかも知れない。 時には、フィルタとシールドを同時に使用することが最も費用効果が良く、 あるいは必要となる。
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| Figure 3N: CM / DM フィルタリング・テクニックを用いた、典型的なシングル・ステージ・フィルタ |
製品はその相と中性線の導体から電力を受けるので、 その DM エミッションは低いインピーダンスを持つ傾向がある。 従って、DM ノイズに対するインピーダンス不連続を最大化するために、 それらはまず DM チョーク (CM チョークの漏洩インダクタンスかも知れない) によって、 その後に相間のコンデンサによって減衰させられる。
Figure 3N に示した低漏洩 (しばしば「医療用」と呼ばれる) フィルタは、 患者の保護のために非常に低い漏洩電流 (ある種の医療機器の 50/60Hz 最大漏洩は 10μA までの低いものとなり得る) が要求される医療用途で使用できるように、 相と接地のあいだにコンデンサを持たない。 このタイプのフィルタは、大きい、高インピーダンスの CM チョークに頼る傾向があり、 その「接地」コンデンサの欠如は、時にはそれを医療用以外の応用のために有用とし得る。
Figure 3N は、LC 型のフィルタの中で CM チョークを用いた信号用フィルタの例も示す。 おそらくはほとんどの伝統的な軍事用機器が、機器間に、 そして機器とその電源 (発電機、及び／もしくはバッテリー) のあいだに、 しっかりした、良く設計された RF 基準面を持つ (ダイ・キャストの金属ボックスが 金属製のビークル本体の金属面に複数の固定用ボルトで直接接続される) ことから、軍事用信号ケーブル・フィルタは、C のみ、あるいはπ型のものに頼る傾向がある。
ある種の非軍事応用 (デジタル交換局、コンピュータ室、そして半導体生産など) は、
システムや設備でそのような高性能の RF 基準を達成し、あるいはそれに近付くが、
ほとんどの家庭用、商用、そして産業用製品は、
その基準として緑／黄の絶縁の「安全接地」線のネットワーク
――勿論、RF 周波数において非常に高いインピーダンスを持ち、共振する――
に頼るシステムや設備で使用される。
そのような応用における最も予測しやすい信号用フィルタは、
R、L、RC、LC、あるいは T 型のもの (L としてソフト・フェライトを用いた)
となる傾向がある。
これらの種類のフィルタは、C のみや π 型のフィルタよりも低い RF 電流を RF 基準にもたらし、
その RF 基準の異なる箇所のあいだの RF 電位差を低減し、
結果として CM エミッションの低減を助ける。
軍用ビークルが炭素繊維のような新素材を用いると、
その RF 基準面は高いインピーダンスを持つようになり、C や π 型のものよりも、
R、L、RC、LC、あるいは T 型のフィルタの方が費用効果が良いことに気付くことになるかも知れない。
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| Figure 3P: CM と DM のフィルタリング・テクニックを用いた、
典型的な２ステージ・フィルタの例 |
２つ以上のステージを持つ主電源フィルタが頻繁に用いられ、
Figure 3P はその典型的な設計２つを示す。
フィルタの複数のステージは、DM と CM のノイズに対するより大きなインピーダンス不連続を、
従ってより大きな減衰を与える。
100A までの定格、単相や３相の、４つのステージまでの標準的なフィルタ製品が市販されている。
これらは、高電力可変速 AC モーター駆動、無停電電源 (UPS)、
あるいはその他の強力なスイッチ・モード電力変換器と共に使用することが
しばしば必要となるタイプのフィルタである。
シングル・ステージのフィルタは信号源と負荷のインピーダンスに対して非常に敏感であり、 特定の信号源と負荷のインピーダンスで動作させた時、 減衰の代わりにゲインを与える共振ピークを持つ。 シングル・ステージのフィルタのゲインは通常は 150kHz から 10MHz の範囲で生じ、 20dB まで悪いものとなり得るので、 良い 50Ω / 50Ω 仕様を持つ主電源フィルタを取り付けることは、 実際にはエミッションを増加させ、かつ／もしくはサセプティビリティを悪化させ得る。 200kHz から 1MHz のあいだで過剰なエミッションを持つ スイッチング電源やインバーター・モーター・ドライブがあった時、 その試験に合格させるために充分な減衰を示すデータ・シートを持つ安価なフィルタを取り付け、 単にそのフィルタがエミッションを増加させることに気付くのは珍しくない。
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| Figure 3Q: 製造業者のデータから主電源フィルタの現実の減衰の信頼できる推定を得る |
２つ以上のステージを持つ主電源フィルタ (いくつかの例を Figure 3P に示す) は、 少なくとも１つの内部回路ノードを持ち、 これらは信号源や負荷のインピーダンスにそれほど依存しないインピーダンスを持つ。 結果として、正しく設置され、過負荷や過熱を生じていない時、 それらは 50Ω / 50Ω のデータシートの仕様に近い現実の減衰を与える公算がより高い。 勿論、それらはシングル・ステージ・フィルタよりも大きく、高価であるので、 もしそれが必要となるかも知れないならば、その設計は充分な余裕を持つ必要がある。
複数のステージのフィルタも 入力と出力のインピーダンスの組み合わせの一部で依然としてゲインを生じるが、 正しく設計されたならば、ステージの追加はその最大のゲインとそれが生じる周波数を低減する。 例えば、いくつかの製造業業者のデータシートは、彼らの２ステージ主電源フィルタが 10〜100kHz のあいだの周波数で 10dB までのゲインを持つことを示している。
Figure 3Q や上の議論は主電源フィルタに関するものであるが、全く同じ共振ゲイン問題は、 L と C を用いる信号用フィルタにも、30MHz 程度以下の周波数で生じる。 信号用フィルタはほとんど常にその周波数範囲の上の方で抵抗性となるソフト・フェライトを用い、 従ってそこでは共振を生じない。 だが、それらは下の方の周波数では誘導性であり、その周波数では共振を生じ得る。 残念ながら、あったとしても少数のフィルタ製造業者だけが、 50Ω 以外の信号源や負荷のインピーダンスに対する減衰の値を提供している。 従って、もし RC や、抵抗による T 型や π型のフィルタが充分に良くなく、 誘導性コンポーネントを使わねばならないならば、実験することが最良かも知れない。
実験は、あなたの応用における実際の信号源や負荷のインピーダンスで使用した時に
現実的にどの程度の減衰を予期できるかを見るため、初期設計段階に、
単純なフィルタと RF 信号発生器、
そしてオシロスコープやスペクトラム・アナライザを用いて行なうべきである。
データーシートの値と現実の減衰のあいだの違いは劇的なものとなり得るので、
そのような興味深い影響を、
おそらくは完了した設計の EMC 試験に際して発見したくはないであろう。
1973年に書かれた [5] はこれらの問題を述べており、発振を生じるために必要となる条件を規定している。 それは、不安定性、及び／もしくは発振を避けるための方法も述べている。 適当な用語で探すことによって、インターネット上で他の多くの資料を見つけられる。
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| Figure 3R: ゲインを生じるフィルタ共振の制動 |
損失はレジスタンスによって引き起こされるが、 ほとんどの L や C のフィルタ・コンポーネントは 内部発熱を最小限とするために低い内部レジスタンスを持つように設計されるので、 その共振ゲインは高くなり得る。 Figure 3R は、共振ゲインの低減のために共振「制動」を与えるために、 フィルタ回路にレジスタンスをどのように追加できるかを示す。 そのような回路はいかなる実際的なフィルタの共振も完全には除去できないが、 応用によっては共振を充分に良く抑えることができる。
Figure 3R では主電源フィルタが示されているものの、
示されている抵抗制動テクニックは、差動やシングル・エンドの信号用フィルタでも使用できる。
システムや設備においては、いくつものフィルタからの接地漏洩が加算され、 極めて危険なものとなり得る大きな接地電流を生じ得る。 現代的なオフィス・ビルディングの主保護接地端子においては、 それぞれが 3.5mA までの主電源フィルタ漏洩を持つ非常に多くの PC や PC モニタのため、 数十アンペアの漏洩電流は珍しくない。
主電源フィルタは、EMC 要求がしばしば安全上の必要性と衝突し得る領域の１つであり、 勿論常に安全を優先しなければならない。 従って、主電源フィルタの設計や選択に際しては、 ほとんどの X / Y コンデンサが ±20% の許容差を持つことを忘れずに、 常に該当する安全規格を考慮する。
50Hz のために販売されている主電源フィルタは、 通常は同じ性能で DC から 400Hz までの電源で使用することができる (だが、その製造業者に確認する)。 また、接地に接続されたフィルタ・コンデンサによって引き起こされる接地漏洩電流は 電源周波数が高くなれば増加するので、 50Hz において該当する安全規格に適合するフィルタは 60Hz では適合しないかも知れず、 400Hz においては明らかに危険となるかも知れないことを覚えておくこと。
相と RF 基準のあいだに接続されたコンデンサは、常に、 その用途と電圧について、全ての該当する安全規格に対して認証を受けているべきである。 それらは、通常は Y1 (二重絶縁製品) や Y2 (保護接続ネットワークに接地される Class I 製品) となる。 相間のコンデンサも、感電を避けるためというよりは火災を避けるため、 例えばタイプ X1 や X2 の安全認証を受けているべきである。
第三者安全認証証明書を入手した主電源フィルタ (あるいはコンポーネント) のみを用い、 その信憑性、フィルタのモデルと変種、温度範囲、電圧／電流定格、 そして正しい安全規格の適用を確認することが常に最良である。 そのようなリスクを冒すとは思えないような製造業者からの 偽造の安全認証証明書さえもが見付かったことがあるので、 発行元の認証機関 ――私の経験では、偽造でないことを確かとすることをいつでも喜んで助けてくれる―― に証明書の確認を行なうことを、私は常に推奨する。
シールドされていないエンクロージャ内では、 フィルタはできる限りケーブルの入口の近くに置くべきである。 フィルタの外側と内側のケーブルのあいだに、 そしてフィルタのそれぞれの側の回路に関係する全ての導体のあいだに、 可能な最大の分離距離を維持すべきである。 空中の導体は、少なくとも 100mm、 それらが数センチメートル以上並行して引かれるならばそれよりも多く離すべきである。 PCB トレースやコンポーネントについてはより近い間隔が可能かも知れないが、 それらのあいだの間隔よりも PCB の RF 基準面に充分に近い場合だけである。 フィルタの入力と出力の導体は、それぞれが充分にシールドされているのでない限り、 決して一緒に束ねられ、あるいは同一のケーブルやケーブル経路を共有すべきではない。 導体の効果的なシールドのための方法は、[6] を参照されたい。
エンクロージャがシールドされている場合、フィルタをエンクロージャの壁に取り付け、 フィルタの本体をその壁のシールド面に電気的に直接接続することが重要であり、 さもなくばフィルタの周囲の浮遊結合によってフィルタとシールドの双方が悪化するであろう。 必要となる種類のフィルタは、 取り付けられる金属の壁 (隔壁) を通して取り付けられることから、 しばしば隔壁取り付け型、あるいは隔壁貫通型フィルタと呼ばれるものである。 そのシールドされたエンクロージャは、フィルタの入力と出力の間の浮遊結合を顕著に低減させる。 可能な最大のフィルタとシールドのためには、 フィルタが取り付けられるシールドの開口の周囲に 導電性 EMC ガスケットを付けることさえも必要かも知れない。 シールドされたエンクロージャにおけるフィルタの問題は、 以下でより詳細にカバーされる。
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| Figure 3S: 表皮効果 ―― 板金の断面の電流密度の例 |
全ての導体は実質的にその深い部分を RF 電流からシールドする表皮効果を持つので、 全ての RF 電流は表面電流として伝搬する。 Figure 3S はこの大雑把な原理を図示し、 周波数が高くなるとその電流が表面の近くに閉じ込められ、 その導体の表面の電流密度を上昇させることを示す。 表皮深さは、その電流密度が 1 / e ――約 0.368―― に低下する、 導体内部への深さである。 電流密度は、 導体内部へ表皮深さの２倍で (1 / e)2、あるいは 0.135 に低下し、 表皮深さの３倍では (1 / e)3、あるいは 0.05 に低下する、 といった具合となる。
Figure 3S は、μ0 を自由空間の透磁率 (4π×10-7 H/m)、
μR を無次元のその導体の比透磁率
(銅、アルミニウムなど、一般的な導体のほとんどは 1.0 の μR を持つ)、
そして σ を S/m でのその導体の導電率として、表皮深さ δ を計算する式を与える。
銅の体積抵抗率 ρv の公称値は 1.72×10-8 Ω・m であり、
58×106 の公称導電率を与えるので、
通常の銅の表皮深さは δ = 66 / √f
(f が Hz である時、δ はミリメートル) で与えられる。
例えば 160MHz においては、表皮深さは 0.005mm であるので、
銅の導体の表面の 0.05mm 下においては RF 電流密度は表面のそれの 0.0025倍となり、
52dB の減衰を与える。
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| Figure 3T: 銅、アルミニウム、及び軟鋼の表皮深さのグラフ |
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| Figure 3U: フィルタの RF 接続と表皮効果 |
[11] は、表皮深さの計算のための広範囲の導体の材料特性の情報を、 また設計者にとって有用なその他の多くの情報を含む。 [12] は表皮深さに関する有用な情報源である。
数十 MHz 以上では、ほとんどの導体と金属のアイテム (フィルタのケースなど) は 表皮深さの何倍かの厚さを持つので、 RF 電流はそれらの中を表面電流として伝搬する。 フィルタの組み立て／設置の設計においてこの現象を考慮することが、 良いエミッション、及び／もしくはイミュニティ性能の達成ために重要である。
Figure 3U は、 フィルタと製品のシールド・エンクロージャのあいだに連続的な金属の接続を設けることが、 外部 CM ノイズ電流がエンクロージャに入って干渉とイミュニティ問題を引き起こさないことを、 また内部 CM 電流がエンクロージャ内に留まり、エミッション問題を生じるように漏出しないことを、 どのように確かとするかを示す。 Figure 3U は単純なコンデンサのフィルタを示すが、 その原理は全ての種類のフィルタに適用される。
結果として、最高の周波数における最良の性能のために フィルタをその RF 基準面に接続する最良の方法は、 フィルタの金属構造と RF 基準面が フィルタの周囲全周で互いに接触する (だから 360°という)、 しばしば「金属と金属の 360°での直接の接触」と呼ばれるものである。
民生向けや産業向けの伝導性エミッション規格は通常は 30MHz まで測定するだけであり、 そのような周波数においては、 フィルタのケースとエンクロージャのあいだの単一の直接的な金属と金属の接触によって フィルタをエンクロージャに接続すれば充分なことがある。 フィルタが低い周波数、例えば 1MHz 以下のためにのみ必要な場合、 その金属のケースのエンクロージャの金属構造への接続のために 非常に短いワイヤや編組を使うことさえ可能かも知れず、 これに加えて、勿論そのエンクロージャは正しいシールドである必要もないだろう (エンクロージャ・シールドはこのシリーズの第４部でカバーされる)。 だが、フィルタとシールドのあいだには、 後の章でより詳細に述べる、共同的な関係がある。
電源や信号の導体と RF 基準とのあいだに接続されたコンデンサを用いるフィルタは、
減衰させるべき全ての周波数において
フィルタのコンデンサよりもかなり低いインピーダンスを持つ RF 基準に、
そしてそれへの接続に依存する。
コンデンサと RF 基準のあいだの接続は、
減衰させるべき最大の周波数の波長の 1/10 以下で、非常に低いインダクタンスを持つ、
非常に短くて直接的なものであるべきである。
これは、低い周波数 (例えば 1MHz 以下) のためのものを除き、
通常はフィルタを RF 基準面に接続するためにワイヤを、
また編組ストラップでさえも使用できないことを意味する。
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| Figure 3V: ２つの長さのフィルタ接地接続ワイヤの比較 |
フィルタの金属ケースと製品の RF 基準のあいだに
少なくとも１つの金属と金属の直接的な接続がある限り、
安全上の理由のため、主電源フィルタに任意の長さの緑／黄のワイヤを取り付けることは容認できる。
主電源フィルタの金属と金属の接続が
非常に低いインピーダンスを製品の生涯にわたって維持するように設計されている場合、
緑／黄の「安全接地」の必要はないが、
通常、安全性検査員は、
両端に耐振、耐蝕の接続を持つ緑／黄の接続ワイヤを見ることができればより安心する。
(だが、上で述べたように、緑／黄の安全ワイヤが
フィルタの EMC 性能を達成するために充分であると仮定することは誤りであろう。)
そのフィルタ、及び／もしくはシールドが シールド・エンクロージャのために必要なものよりも低い減衰を与えるならば、 導体の名目上の目的が何であるか ――例えば主電源や DC 電源、オーディオ、その他―― は問題ではない。 オーディオ、マウス、あるいはキーボードのために用いられるケーブルが シールド・エンクロージャを出る時、 そのフィルタ、及び／もしくはシールドは、しばしば無視される。 仮定されているのは、通常、 それが運ぶ信号は EMC 問題を引き起こさないであろうということである。 だが、これは、 そうすることをシールド、及び／もしくはフィルタの適用によって特に防止されていない限り、 そのタイプや信号が何であれ、 全ての導体は常に「偶発的アンテナ」 ([5] を参照) として振る舞い、 極めて容易にシールド・バリアのそれぞれの側で EM ノイズをピックアップし、 反対側でそれを再放射するという事実を見落としている。
もし良い高周波シールドが必要であれば、 エンクロージャに入る全てのシールドなしケーブル (主電源を含む) には、 シールドの目的に関係する最大の周波数において良い減衰を持つフィルタを取り付けなければならない。 従って、(例えば) 1GHz まででシールドが必要であれば、 少なくとも 1GHz までで良い減衰を示すデータを持つフィルタのみを用いる。 民生／産業機器のための主電源フィルタで 100MHz 以上での減衰を規定しているものは少ないので、 追加の高周波フィルタが必要となるかも知れない。 だが、一部のフィルタ製造業者 (例えば EMC Solutions) は、 そのフィルタを 1GHz までについて規定している。
シールド・ケーブルの設計は [6] でカバーされており、 シールド・エンクロージャの設計はこのシリーズの第４部でカバーされる。 この章は、エンクロージャの SE を損なう RF ノイズがそれを通過しないようにするためには、 フィルタがシールド・エンクロージャにどのように設置すべきかを述べる。
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| Figure 3W: ３端子、及び貫通コンデンサ |
フィルタとして (あるいはその中で) 用いられた時、 Figures 3W や 3A に示すような伝統的な貫通コンデンサは、 通常の２端子コンデンサを用いて可能であるよりも遥かに高い周波数において、 遥かに良い減衰を与える。 伝統的な貫通コンデンサはシールド壁に半田付けされるかねじ込まれ、 ワイヤによってそれぞれの側の回路に接続される。 それらは、しばしば RF 機器内のシールドされたコンパートメントのあいだで、 例えば RF 受信器やスペクトラム・アナライザの RF、IF、 そしてデジタル部のあいだを通る DC 電源をフィルタするために用いられる。
Figure 3W に示すもののような伝統的な貫通型フィルタは、 D 型や軍用丸型コネクタなどの 一部の標準的なコネクタの「フィルタ・ピン」としても入手可能である。 (組み込みのフィルタを持つ全てのコネクタが貫通フィルタ・ピンを用いているわけではなく、 一部のものは小型の内蔵の PCB 上のディスクリート・コンポーネントを用いており、 これは最高の周波数において同じように良い減衰を達成しないであろうことに注意されたい。)
伝統的な貫通フィルタは、その高い部品コスト、 そしてその手での組み立てとそれに接続されるワイヤの組み立ての高いコストのため、 現代的な大量生産製品のためには好まれない。 大量生産製品は PCB 上に自動実装される SMD の使用を好むが、 真の貫通コンデンサは自動実装できないので、 この目的を満足させるために３端子コンデンサが開発された。
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| Figure 3X: PCB シールドとフィルタの概観 |
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| Figure 3Y: フィルタとシールドの共同作用 |
フィルタの本体のためにシールド・カンの壁に切り抜かれるギャップは、 「鼠穴」 (「トムとジェリー」の漫画を楽しむ人には明白であろう理由から) として知られている。 ３端子コンデンサやそれを用いるフィルタは、 常にシールドの鼠穴を通したある程度の浮遊結合があるため、 本来の 360°シールド接続された貫通型のものほど良くはならない。 だが、それでも、鼠穴の最大寸法、 そしてシールドの６番目の面を与える PCB プレーンに シールドの壁を接続するビア・ホールの間隔を慎重に管理すれば、 素晴らしい性能を得ることができる。 これについてより詳しくは、[9] の第２部を参照されたい。
Figure 3Y は、PCB 上に組み立てられた３端子 SMD π型フィルタの減衰、 そして Figure 3X に示されたような PCB 実装型シールド・カンの追加の効果を示す。 PCB シールド・カンを取り付けない場合、 100MHz でのフィルタ性能は約 50dB で実に立派なものだが、 その周波数よりも上ではディケード当たり 20dB で低下し、 1GHz においては 30dB 程度しかなく、おそらく 10GHz では 10dB 程度となろう。
だが、シールド・カンの追加はフィルタをバイパスする浮遊結合を極めて大幅に低減し、 また内部と外部の表面電流の正しい分離を可能として 測定された周波数範囲にわたり遥かに低いインピーダンスを持つ RF 基準面を与える。 その結果は、100MHz において 70dB 程度の減衰、 そしてシールドなしで達成されたものよりも 35dB 大きい 65dB 程度を 1GHz まで維持する、 ある程度平坦な減衰である。 そのシールド・カンの 1GHz よりも上での性能がどのようになるかは明確ではないが、 1GHz においてもロール・オフの兆候はないので、 おそらく 10GHz において少なくとも 45dB の減衰が達成されることだろう。
[6] の 2.6章で述べられているように、 PCB のシールドされた領域を出るシールド・ケーブルは、 その周囲、望ましくは 360°全周で複数の接続を行なう 機械的な固定、半田付け、あるいはガスケットによって シールド・カンの壁に電気的に接続された、シールドされたコネクタやグランドを必要とする。
その結果が Figure 3Y で示されている実験は、２つの重要な点を明らかにする：
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| Figure 3Z: T 型フィルタを用いた、シールドなしボード外コネクタのためのレイアウトの例 |
フィルタが製品全体のエンクロージャのシールドを貫通しなければならない場合、 そして PCB 実装型コンポーネントが適切でない場合、金属のケースに入った、 より伝統的な、貫通型、あるいは「隔壁取り付け」型フィルタが最良である。 確認すべきポイントの１つは、そのようなフィルタの金属ケースがシームレスであるかどうかである。 良いフィルタは、それ自身が実際に良くシールドされたエンクロージャに入れられている。 開口、継目、あるいはギャップのある金属のケースを持つフィルタは、 それが組み付けられたシールド・エンクロージャの減衰を損なうので、 そのデータシートがどのように言っていても、高い周波数において良くない減衰を与える。
「シャーシ実装型」フィルタにはねじ止め式の端子、半田付け用端子、またリードのものがあり (Figure 3A は半田付け用端子を持つシャーシ実装型フィルタのいくつかの例を示す)、 隔壁取り付け型、あるいは貫通型のものよりも安価であるが、 入力と出力の間の浮遊結合を低減するためにシールドするように組み立てることができない。 その結果は、それらは高い周波数、特に 10MHz 以上において、 貫通型、あるいは隔壁取り付け型のもののように効果的ではないというものである。 その性能は、それらをシールド・エンクロージャの壁、 あるいは少なくとも非常に大きな金属の板の RF 基準面に 複数の金属と金属の直接の接続と共に取り付け、 それに加えて入力と出力のケーブルをその RF 基準面に非常に近く引き、 それらとそれらが接続される回路を非常に遠く離すことによって最大とできる。
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| Figure 3AA: シールド・エンクロージャへのフィルタの取り付け (示されている例は全て電源用フィルタ) |
多くの製造業者が、必要な電気的接続を行なうために 固定用のねじと緑／黄の安全接地ワイヤに頼ってフィルタ内蔵の主電源コネクタを取り付け、 その EMC 性能がほとんど無駄になることに気付いてきた。 上で述べたように、緑／黄の安全ワイヤの長さは単に長過ぎ、 ほとんどのフィルタ内蔵コネクタでの問題は その固定用ねじがプラスチックのモールドの上にあり、 従っていかなる金属と金属の接続も与えないことである。 そのようなフィルタを設置する正しい方法は、 エンクロージャのシールド壁のある範囲が、塗装や陽極処理がなく、 組み立てられたときにフィルタの金属の本体に押し付けられる 高導電性の表面を持つことを確かとすることである。 時には、そのようなフィルタを金属ケースの全周でシールド壁に 360°接続することさえも必要で、 ガスケットの両側の金属構造に高い表面導電率と腐食からの保護が必要となる (後述)。
シャーシ実装型フィルタがシールド・エンクロージャに出入りするケーブルに適用される時、
フィルタへの接続のためにエンクロージャに入る部分のケーブルが
他の端子への浮遊結合を引き起こすことによってフィルタの減衰を悪化させる。
ケーブルのこの部分は、偶発的アンテナとして振る舞うことによって、
特に高い周波数においてエンクロージャの SE も悪化させる ([6] を参照)。
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| Figure 3AB: シールド・ルームの壁への「シールド・ルーム・フィルタ」の取り付け |
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| Figure 3AC: 設備のレベルでのシールドとフィルタ |
フィルタは、浮遊結合を低減するために、 その入力と出力の導体を、短く、また互いにできる限り離して、 ダーティー・ボックス内に取り付けられるが、 そうしてさえも高い周波数は依然としてそれらのあいだで結合するであろう。 結果的な高周波浮遊結合が問題となり、 ダーティー・ボックス内での慎重なケーブルの引き回しによって低減することができないならば、 それがダーティー・ボックスに出入りする箇所で いずれかの (あるいは双方の) 側のケーブルに取り付けられた、 ソフト・フェライト CM チョーク、及び／もしくは高周波貫通フィルタが必要となるかも知れない。
「シールド・ルーム」フィルタも入手可能であり、 (Figure 3B に示すように) EMC 試験用チャンバーのために意図されているものの、 それらはシールドされた機器キャビネットのためにも使用できる。 これらは本質的には、入力と出力のあいだの浮遊結合を最小限とするための、 １つは入力端子とその導体を、１つは出力端子とその端子を覆う２つのダーティー・ボックスを持つ、 端子式のフィルタである。
シールドされた部屋やエンクロージャに入るまでの導体をシールドするために、 通常はフィルタされた側についてはコンジット・フィッティングが用意されている。 そのコンジットがシールドされた部屋やエンクロージャに入るところでは、 Figure 3AB に図示するように、それはシールドの壁に 360°電気的接続されねばならない。 両側でのフィルタのケースとシールドされた部屋やエンクロージャの壁への 360°接続が 適切なグランドやコネクタを用いて行なわれる限り、 コンジットの代わりにシールド・ケーブルを使用できるかも知れない。
Figure 3AC は、最終的なシステムや設備のレベルのシールドとフィルタの概観を示す。 電気／電子製品が全体のシールド・エンクロージャを持つ場合、 そのエンクロージャに出入りする全ての導体は、シールドされ、 かつ／もしくはそのエンクロージャに出入りする点でフィルタされねばならない。 その導体の目的が何であれ、この規則にはいかなる例外もない： 安全接地ワイヤ； ケーブル、光ファイバ、あるいは水圧ホースの金属外装や耐張ワイヤ； 気体や液体のための金属管； ケーブル、空調などのための金属ダクトを含む。 シールドの壁に直接接続することが可能な導体は、 ケーブル・シールドであるかのように 360°接続テクニックを用い、 そのように接続すべきである ([6] を参照)。
出入りする点でエンクロージャに直接接続されないシールドされていない導体は、
フィルタとシールドの共同作用に関して上で述べたテクニック全てを考慮して、
フィルタしなければならない。
近年、有効な「ベーパー・フェーズ腐食抑制テクニック」が開発されたと Cortec Corporation (http://www.cortecVpCI.com) によって主張されており、 特に腐食が重要な問題である時には吟味すべきである。
そのような状況においては、単に別の主電源フィルタを追加するという誘惑があり、 これは製品に既に取り付けられていた主電源フィルタと直列に現れることになる。 しばしば、フィルタリング要求がささやかなものであるために、 シングル・ステージ・フィルタが選ばれる。 特にシングル・ステージ型の、 「不整合」の信号源／負荷インピーダンスのフィルタで生じ得るゲイン問題は既に述べたが、 フィルタを直列に接続することは、 それらが個別に試験された時にいずれのフィルタも示さなかった共振をもたらし得る。 従って、フィルタの追加は、時には以前よりも悪いエミッションやイミュニティを生じ得る。
解決策は、製品内のそもそものフィルタをより高い性能を達成するものに置き換えることや、 製品内のフィルタと直列に接続された時に良く働くものを見つけるために 異なったタイプの追加のフィルタで実験を行なうことを含む。 もし関係するフィルタ (製品内のものと追加の) の回路が既知であれば、 共振問題をあらかじめ予測し、適切なデバイスの選択をガイドするために、 Spice などの回路シミュレータを使用できる筈である。
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| Figure 3AD: いくつかの種類の過電圧トランジェントとサージ |
民生／産業用途のサージ試験のために最も広く用いられているサージ試験規格は、 単方向サージ波形を用い、AC 電源ケーブル上のライン間サージが 2Ω、 ライン - 接地間のサージが 12Ω の信号源インピーダンスを持つと仮定する、 EN/IEC 61000-4-5 である。 それは、電源と接地導体を流れるサージ電流が任意の長い導体 (電力、信号、データ、あるいは制御のいずれであれ) に信号源インピーダンスが 42Ω の CM サージを誘導し、 また共通接地構造を流れる電流に伴うアース・リフト・サージが 2Ω のインピーダンスを持つことも仮定する。 誘導とアース・リフトのサージは通常はケーブルが 10m よりも長い場合に顕著となるとみなされるが、 環境によってははるかに短いケーブルが影響を受け得る。
その低いサージ・インピーダンスは、 例えば主電源のライン間の ±2kV の電圧サージが ±1kA 前後のサージ電流を伴うことを意味する。 回路のインダクタンスのため、電圧と電流の立ち上がり時間は異なるが、 結果的なピーク電力は典型的には MW のオーダーであり、 サージに関係する総エネルギーは典型的には数十ジュールのオーダーである (メタル・クラッド抵抗内の金属線を蒸発させ、端子を吹き飛ばすのに充分である)。 結果として、サージによって引き起こされる主な問題は、 デバイスへの、さらには導体 (例えば PCB トレース) への、 過電圧、過電流、あるいは過損失による実際の損傷であるが、 信号やデータへのエラーも引き起こし得ることを忘れるべきではない。
これらの過電圧は、上で述べた他の種類の過電圧の１つが、 例えばスパークやライン - 接地間 SPD の動作によって、 アース／グランドに電源電流を流れさせた時にも生じ得る。 これは、しばしば SPD 続流と呼ばれる。 過電圧は、保護される回路に関係する導体と電力ケーブルが偶発的に短絡した時にも生じ得るが、 これは「混触」と呼ばれることがあり、 数分や数時間続き、あるいは継続的となることさえあり得る。
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| Figure 3AE: ITI (CBEMA) カーブ |
従って、絶縁 (空気であれ固体の材料であれ) は 少なくとも該当する安全規格 (例えば IEC/EN 60950、60335-1、61010-1、60204-1、60601-1 など) の 「沿面距離」、「空間距離」、及び「耐電圧」要求を満足しなければならず、 これは通常は EMC の目的で充分な性能を与える。 だが、特に高レベルの、かつ／もしくは高頻度のサージ過電圧を受ける環境は、 サージ電圧が他の手段、例えば電気的絶縁や SPD (後述) によって制限されていない限り、 高められた絶縁耐電圧を必要とし得る。
PCB 上では 1/2 オンス (できあがりで) の銅箔は 17.5μm、 1オンスの銅は 35μm、2オンスの銅は 70μm、そして 3オンスの銅は 105μm の厚みを持つ。 できあがりの銅の厚みにトレース幅を掛ければ CSA が求められ、これを上のガイドで使用できる。 例えば、40μs 続く矩形電流サージに曝される 1オンスの銅 (35μm) の幅 0.18mm (１インチの 7/1000) のトレースは、 約 290A の最大トランジェント、あるいは最大サージ電流 (熔融しない範囲で) を持つであろう。 勿論、実際のサージは矩形の電流波形を持たず、 導体の実際のサージ容量を推定するための上のガイドの使用にはある程度の誤差がある。 大きな「工学的余裕」が推奨される！
UL は彼ら自身でいくらかの試験を行ない [15][16]、 PCB トレースの開放に至らない最大電流取り扱いに関するいくつかのガイダンスを導いた。 [15] と [16] の Figure 7 と 8 で与えられているそのガイダンスは、 上の式と良く対応しているようである (だが、Figure 7 と 8 の横軸は、 それらが実際にはトレース幅であるところをトレースの厚さと言っていることに注意)。
だが、上のガイドは銅の導体が熔けない範囲での過渡／サージ電流運搬容量を考慮しているだけであり、 そのような高温はワイヤの絶縁や PCB の誘電体に損傷を与え、 おそらくは剥離を、そして必然的な信頼性問題を引き起こすであろう。
供給者によっては、典型的には１秒の持続時間の電流サージについての、 ワイヤの過渡電流データを公表している。 0.5mm2 の CSA と標準的な PVC 絶縁のワイヤの 25℃ の通常の動作電圧での典型的な１秒定格は、55A である。 この電流は、銅の温度を標準的な PVC 絶縁の 160℃ よりも上げないであろう。 過渡電流定格 (t ＜ 5s についての) は、 導体の CSA に比例し、持続時間の平方根に反比例する。 すなわち、t での電流定格は、１秒定格を t の平方根で除したものである。
このガイドを、通常の環境温度が 25℃ であると仮定して、 40μs 続く矩形電流サージに曝される、 上のトレースの例 ――1オンス銅 (35μm)で 0.18mm 幅 (１インチの 7/1000)―― に適用する。
上のガイドで与えられる値を超える過電流からトレースや PCB を保護するために、 ヒューズを使おうと思うかも知れない。 だが、最も高速なヒューズでさえも 10ms (これは EMC においては非常に遅いトランジェントやサージである) 以内で反応することはできず、 全てのヒューズは熔断時間に許容差を持つので、 使用されるであろうタイプのヒューズの最も遅いものに対して設計することが重要である。
ケーブル絶縁材、そして FR4 やその他の PCB 誘電体の高温用のグレードが入手可能であり、 それらを使用することは導体が損傷なしにより高いトランジェント／サージ電流を運べるようにする。 一方、ある種の PCB 絶縁材 (特に、現代的な PCB での使用が増えている、ある種の安価な、またマイクロ波用のもの) は FR4 よりも低い温度定格を持つので、 上のガイドよりも低いトランジェント／サージ電流にのみ耐えられる。
特に発火、発煙、そして有毒性ヒュームによる安全ハザードの防止のため、 「UL Recognised」、あるいは「UL Approved」の PCB 材を使用するのが最良であり、 使用する基本的な PCB 材の UL 認定証明書 (あるいはその他の証拠) を常に入手して確認する。 供給者によってはそうすると言ったものを供給するとは限らないので、 供給された全ての PCB の上に正しい UL のロゴが捺印されていることを確認する。
スパーク・オーバーは、大きな接点間ギャップ、及び／もしくは 最大電圧の制限のための SPD (後述) の使用によって防止される。 8mm までの接点間ギャップを持ち、通常は 8kV 近くまで耐えるであろう、 いくつかの種類のスイッチや電磁接触器が市販されている。 ほとんどのスイッチやリレーは その１つ以上の接点が熔着している時でもその機械的状態を変えるであろうから、 ここでの解決は、それが熔着しないように SPD を用いてサージ電流を接点から逸す (後述) か、 あるいは、その全ての接点が状態を変えた時にのみその機械的状態を変えるであろう、 接点を能動的にガイドするデバイスを用いることである。 能動的にガイドされる接点を持つ自動的に動作するスイッチ、リレー、そして接触器は、 熔着した接点を検出し、問題を生じることを防ぐための、位置検知と組み合わせられねばならない。
勿論、その電気的絶縁デバイスの、サージに曝される回路に接続される部分自身 (例えば、UPS の主電源入力回路) は、それらが曝されるであろうサージに耐えられねばならない。
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| Figure 3AF: 絶縁変圧器による CM サージ抑制 |
だが、もしその DM サージ電圧がその磁気コアを飽和させるレベルを超えれば、 この超過分は二次側に伝達されないであろう。 「定電圧変圧器」 (CVT) はそのコアを飽和させて働く (従って結果として熱くなる) ので、 DM サージの抑制のために効果的である。
CM サージ、特に高い周波数成分の減衰の向上は、例えば それらのあいだの空間の浮遊容量や浮遊相互インダクタンスの低減のための一時巻線と二次巻線の分離、 それらの変圧器コアの別の腕への配置さえをも用いた、 高分離変圧器の使用によって達成できる。
もう１つのテクニックは巻線間シールドの使用であるが、 これは RF 基準 (しばしば惑わすように接地と呼ばれる) に接続し、 シールド、基準、そしてそれらの相互接続の全てが、 抑制すべき周波数において非常に低いインピーダンスを持つ必要がある。 機器の RF 基準は、通常は 適切に設計されたシャーシや金属エンクロージャ (上の 3.2.3章と 3.3章を参照) であるが、 もしその機器が PCB をメタライズされていないプラスチック・エンクロージャに入れたものであれば、 それはその PCB の 0V プレーンとなり得る (このシリーズの第５部を参照)。
[17] はサージの抑制のための変圧器の使用についてより詳しく述べており、
たとえ静電シールドを取り付けたとしても、
通常の絶縁変圧器はサージ抑制のためにはそれほど良くないと言明している。
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| Figure 3AG: フィルタによるサージ抑制 |
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| Figure 3AH: フィルタ共振はピーク電圧を増加させ得る |
フィルタはサージのエネルギーを消散しない。 それらは、その波形を、高ピーク値のスパイクから、 保護回路によってより容易に生き抜くことができる、 低ピークの穏やかな「バンプ」に変換することを目的とする。 サージはフィルタを通過するので、 その電圧／時間、及び電流／時間カーブの下の面積はほとんど同じままとなる。
だが、全ての LC フィルタは共振回路であり、サージのエネルギーのほとんどが その共振周波数の減衰正弦波のバーストとしてフィルタから出てくる可能性がある。 そのようなバーストのピーク振幅は、そもそものサージ電圧より遥かに高いもの、 10倍にさえもなり得るし、著者はこの効果の例を現実世界で見たことがある。
フィルタがサージ抑制を与えることが想定されていない場合でも、 もしそれらが外部ケーブル (特に主電源ケーブル) に接続されるならば、 それらは常にサージに曝され、 少なくともそれらがサージ過電圧を悪化させないことが重要である。
従って、サージに曝され得る、あるいはサージの抑制を意図した全てのフィルタは、 関係する周波数範囲 (サージのエネルギーのスペクトラム) 内で顕著な共振を示さないように、 かつ／もしくは少なくともそれが過電圧の振幅を増加させないように制動されているように (3.2.9章と Figure 3Q、及び 3.2.10章と Figure 3R を参照)、慎重に設計すべきである。 RC フィルタは共振を生じず、低電力回路のサージ抑制のために容易に使用できる。 フィルタ内の L エレメントでソフト・フェライトが用いられている場合、 これは高い周波数における共振を制動するが、 低い周波数においては顕著な誘導性リアクタンスを持ち、従って共振を生じる。
全てのフィルタと同様、サージ抑制に使用するフィルタは、RF 基準、そしてそれへの接続が、 抑制すべき周波数において非常に低いインピーダンスを持つことを必要とする (上の 3.2.3章、3.3章、及び 3.5.5章を参照)。
フィルタを AC 電力導体上のサージの抑制に用いる場合、そのカットオフ周波数は、
それを熱くし、その信頼性を低下させ得る、
フィルタ・コンデンサの過剰な電源周波数電流を避けるように選択すべきである。
ライン - 接地間サージを抑制するために用いられる場合、
そのフィルタ・コンデンサの電源電流は、機器の保護導体電流や接触電流が
該当する安全規格で定められたレベルを超えるようにさせるべきではない。
これらの問題はフィルタの設計を譲歩させ、
AC 電力導体上の特定の種類のサージに対する効果を低くさせる。
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| Figure 3AJ: 直列インダクタの追加によって、PSU の入力回路をサージ防護に用いる |
そのサージ防護の向上によって信頼性を向上させるために、 可変速モーター・ドライブなどのような電子機器の AC 電源入力に Figure 3AJ に示すように外部インダクタを取り付けることは、 産業用アプリケーションにおいてはごく普通である。 これらのインダクタは通常は「ライン・インダクタ」や「ライン・リアクタ」と呼ばれ、 それらはその電子ユニットの AC 電源整流器からの主電源高調波エミッションの低減も助ける (時にはこれがその使用の主な理由であり、サージ抑制はボーナスである)。
Figures 3AG や 3AJ に似た回路でサージ抑制のためのフィルタを設計する時、 そのフィルタ・コンポーネントは、以下のものを含む、 その高電圧と高電流に対して適切な定格を持つ必要がある：
SPD の選択とそれを使用する回路の設計は安易なものではなく、 妥当なコストで信頼できる保護を達成するためには多くの課題に対処しなければならない。 例えば、SPD は非線型デバイスであるので、回路へのその追加は EMC 問題を追加し得る。 場合によっては RF の復調の防止のためにフィルタを必要とするかも知れず、 またガス放電管やスパーク・ギャップ式のものは動作に際して RF ノイズを発生し、 干渉の防止のためにフィルタを必要とするかも知れない。
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| Figure 3AK: SPD を用いたいくつかのサージ防護回路 |
Figure 3AK の下の回路は、単相 AC 電源の CM と DM の双方の抑制に用いられている SPD を示す。 重要な安全上の考慮の１つは、全ての SPD は摩耗劣化によっていずれは故障し、 そうなった時には、ラインと接地のあいだに接続されているもの (CM 抑制) は 危険なレベルの漏洩電流 (通常は製品安全規格で「接触電流」や「保護導体電流」と呼ばれる) を引き起こし得ることである。
従って、安全上の理由のため、ラインと接地のあいだの SPD は、 (使うとしても) 主電源配電盤のような恒久的に配線された固定型機器でのみ用い、 可搬型の、あるいはプラグ接続型の機器では決して用いない。
勿論、SPD を爆発させるのに充分なエネルギーを持つサージは開放故障を引き起こすであろうし、 これはその電磁環境のための正しい定格を選択しない結果として起こり得る。 他の種類のデバイスもそれが扱い切れないサージに曝された時には爆発し得るし、 これがサージ試験の際に常に適切な安全上の注意を考慮すべき理由である ―― 試験されている機器からの放出物、あるいはその跳弾によって誰も傷つけられないように、 常に試験される機器の周囲に耐爆スクリーンを置く。 その耐爆エリアに電源切断スイッチを用意し、 また電気火災のために適切な消火器にすぐを使えるようにしておくことも、良い考えである。
SPD の作動の閾値の下のサージが、 より高い電圧のサージよりも大きな損傷を引き起こすこともあり得る。 閾値電圧よりも低いサージはその電流全てを保護される回路に供給し、 おそらくは損傷を引き起こし得る。 低い電圧のサージは高い電圧のものよりも普通であるので、 もし SPD が充分に低い電圧で作動しないならば、 その信頼性に対する帰結は厳しいものとなり得る。
ほとんどの人は、最も厳しいサージでの試験が最悪条件であると仮定し、
低いレベルでの試験の必要を避けるが、これはそういうものではなく、
設計が充分に信頼できることを確認するためには、
SPD を作動させるためにはやや低過ぎるサージ電圧での試験が常に推奨される。
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| Figure 3AL: 様々な SPD |
Figure 3AL にその一般的な回路図記号のいくつかと共に示すように、 基本的な４つの種類の SPD がある： 金属酸化物バリスタ (MOV)、 アバランシェ・ダイオード、スパーク・ギャップ ／ ガス放電管 (GDT)、 そしてシリコン制御整流器 (SCR)。
それらの自然な摩耗劣化モードは徐々に低抵抗 ――短絡にさえも―― へと劣化するものであり、 正しい定格を持たないならば非常に急速に劣化する。 MOV は、生来、通常は nF のオーダーとなる高い静電容量を持ち、 これは１つのデバイスでフィルタと過電圧保護を組み合わせることを可能とするが、 RF や高データ・レートの信号での使用に適さないものとする。
それらは最速のタイプの SPD であり、 1ns よりもかなり下で動作するので ESD 保護のためにも使用できるが、 比較的高価であり、低い電流／エネルギー定格を持つ傾向がある。 全ての半導体と同様、それらは短絡や開放に故障し得るし、 全ての SPD と同様、それらは徐々に摩耗劣化する。 プロプリエタリのタイプは、「Transil」、「Transorb」、及び「TVS」を含む。 (TVS はしばしばこれらのデバイスの一般的な名称として用いられるが、 それは「過渡電圧抑制素子 (transient voltage suppressor)」の略であり、 従って任意の種類の SPD を指して用いることのできる一般的な用語である。)
アバランシェ・ダイオードは歴史的に数百 pF のオーダーのかなり高い静電容量を持っていたが、 最近開発された USB2.0、Firewire、そして類似の高速データ通信インターフェースの保護のニーズのため、 今は 5pF 以下の静電容量のモデルが販売されている。
それらは、通常は数 pF に過ぎない、非常に低い静電容量を持ち、 これはそれらを RF や高速信号の保護に非常に有用とし、 無線送信器や受信器のアンテナ上の過電圧からの保護のために長年使われてきた。 それらはその電極が蒸発してそのパッケージの内側を滅金するのにつれて徐々に短絡へと劣化し得るし、 これはそれが正しい定格を持たない場合には非常に急速に起こり得る。
GDT は有意に導通を開始するためにはトリガ電圧に達さなければならないが、 一度その放電が「点火」されると、それは非常に低い抵抗を持つアークを作り、 そうなるとその GDT はいかなる電流レベルにおいても非常に低い端子電圧を持つ (SPD は、典型的には 1kA、あるいはそれ以上のパルスで測定される)。
それが「点弧」した時に GDT 内で作られるアークはとてもきれいな紫色のグローを生じさせるが、 アークは熱く、高抵抗 (「オフ」) 状態を回復するのに充分に冷えるのには少々時間を要する。 これは、AC 電源の保護のために使用された時、主電源サイクルのあいだに冷えるだけの時間はないかも知れず、 従って一度ターン・オンしたならば、それは決してターン・オフしないかも知れないことを意味する。 だが、一部の製造業者は、主電源のゼロ・クロスの後で再点弧しないように、 迅速に消弧するように設計された GDT を提供している。 ほとんどの供給者のカタログと一部の製造業者のデータ・シートは その GDT が AC 主電源の使用に適しているかどうかを明確にしないので、常に確認すること。
GDT 内のアークのもう１つの帰結は、AC 主電源の保護に用いられた時、 低抵抗状態にある SPD はサージ電流と同様に主電源電流も流すことである。 GDT やスパーク・ギャップの場合、 この電流はサージが終わってから 10ms (主電源の半サイクル) までの、 そのアークが AC 主電源のゼロ・クロスによって消弧されるまでのあいだ、持続し得る (だが、AC 主電源での使用に適した GDT の選択に関する上のコメントを参照)。 これらは「続流」として知られており、 SPD の導体はそれを安全かつ確実に扱える寸法を持つ必要がある。 ライン - 接地間に接続された GDT の続流の結果としてのアース・リフト (グランド・リフト) により、 電源周波過電圧 (上の 3.4章、及び Figure 3AD を参照) が引き起こされることがあり得る。
GDT のトリガ電圧は不正確であるので、 差動信号線路 (例えば電話線) の保護のためには特別な３端子型のものが用いられる。 通常の２端子の GDT ２つが用いられたならば、１つが他方よりも前にトリガし、 線路上の CM サージを DM サージに変換し、 おそらくはその CM サージがそうしたであろうよりも多くの損傷を後続の回路に引き起こすであろう。 ３端子 GDT は、双方のデバイスが同じ瞬間にトリガするように設計されている。
PCB 上の２つのトレースのあいだ、 あるいはプラスチックやセラミックの基板の上に作られたスパーク・ギャップは、 これに加えて PCB や基板の表面の汚染に伴う変動も被る。 スパーク・ギャップにおけるその他の問題は： それが動作すると熔融によってその電極がより離れるようになり、 時とともにトリガ電圧が高くなる傾向を持つこと； 熔融した金属を他の導体の上に飛散させ、短絡を引き起こし得ること； そして有機材料の基板 (PCB、プラスチックなど) の上に取り付けられている場合、 そのアークは炭化を引き起こし得るし、 それは抵抗性となって電力を消費し始め、過熱や発火を含む機能不全をもたらし得ること。
世界の一部の地域は非常に激しい雷雨に悩まされ、 著者は、GDT の急速な摩耗劣化の問題があったため、 金属板から自前のスパーク・ギャップ式防護デバイスを作り上げた、 いくつかのオーストラリアの製造業者を知っている。
GDT は、本質的には、再現可能なトリガ電圧を持つように管理された環境内に置かれた、 スパーク・ギャップである。 スパーク・ギャップは、信頼できない、再現性の悪いトリガ電圧を持つことを除き、 まさに GDT のように振る舞う。
SCR タイプのデバイスは、顕著に導通を開始するためにはトリガ電圧に達さなければならないが、 一度導通を開始すると、 そのデバイスを通る電流がある「保持」値以下に低下するまで持続する低抵抗状態に切り替わる。
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| Figure 3AM: MOV とアバランシェ・ダイオードの特性 |
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| Figure 3AN: スパーク・ギャップ、GDT、及び SCR の特性 |
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| Figure 3AP: SPD のタイム・ドメイン性能の比較 |
その図は、通常はアバランシェ型はより低いオン抵抗を持ち、 従ってあるサージ電流に対してそれは通常はより低い端子電圧を持ち、 (少なくともこの点に関しては) より良い保護を与えることを示すために、 MOV の閾値電圧がアバランシェ・デバイスのそれと同一であると仮定して書かれている。
Figure 3AN は、 一度そのトリガ電圧に達すると端子電圧が急激に低下し、 非常に高い電流がデバイスを流れても非常に低いままとなるので、 「電圧スイッチング」、「フォールドバック」、 あるいは「クローバー」 【 訳註 ―― 「クローバー (crowbar)」は「かなてこ」のことで、 その名前の由来は Figure 3AN のカーブに示されている 】 デバイスとして知られている、 GDT と SCR デバイスの電圧／電流特性を示す。
これらのタイプの SPD で重要な点の１つは、最大システム DC 電圧である。 もしそのデバイスのクランプ電圧がシステムの DC 電圧と同一、あるいはそれ以下であれば、 その SPD は決してスイッチ・オフしないであろう。 適切な保護がなければその SPD が過熱し、損傷し、有毒なヒュームを放出し、 あるいは発火し得るからというだけではなく、一般に避けるべき状況である。
Figure 3AP は、様々な種類の SPD があるサージ電圧によって作動させられた時の、
時間軸に対する一般的な挙動を比較する。
MOV とアバランシェ・デバイスは、電流を流し始める閾値、あるいはニー電圧を持ち、
ツェナー・ダイオードのように振る舞う。
その電流が増えると、時にはニー電圧の倍を超えるまで、クランプ電圧は上昇する。
その図は、GDT と SCR デバイスがトリガ電圧に達さなければならず、
この時間のあいだは損傷を引き起こせるだけ高くなり得るサージ電圧を通過させることも示す。
その後、それはフォールドバック (あるいは「クローバー」) し、
その両端の電圧はそれまではブロックしてたであろう電圧よりもかなり下に低下する。
その図は、Figure 3AN で述べた最大システム DC 電圧も示す。
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| Figure 3AQ: 直列インダクタンスの最小化による SPD let-through 電圧の低減 |
フィルタ・コンデンサと同様、そのデバイスと直列に 最小のインダクタンスのみを加えるワイヤや PCB トレースのレイアウトを SPD がを持つことが重要である。 保護されるべき回路のための導体 (ワイヤや PCB トレース) を SPD の端子に直接引き、 その導体を SPD の端子から保護される回路へと引くことが最良である。
GDT の接続のためにワイヤが用いられる場合、
そして保護される回路への長い「分岐」接続を用いることを避けられない場合、
そのワイヤはできる限り短くし、また Figure 3AQ に示すように撚り合わされるべきである。
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| Figure 3AR: 電源線サージ曝露チャート (IEEE C62-41:1991 より) |
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| Figure 3AS: 主電源があなたのデータを何回攻撃するか？ |
Figures 3AR と 3AS は、 USA で AC 主電源上のピーク電圧について収集されたいくつかの統計を示す。 同様の統計は発展した国のほとんどに適用できるが、 それほど発展していない国においては、サージの発生率は高くなり得る。
機器が自家発電で運用され得る場合 (例えば、停電のあいだ自家発電機で働くことが期待され、毎週試験されている、病院用機器) には、そのサージ曝露は全く異なるかも知れない。 例えば、地上、海上、鉄道、空中、そして宇宙用ビークルで用いられる AC と DC の電源で予期されるであろう種類のサージ (これらは EMC 指令のもとでリストされておらず、 あるいは IEC/EN 61000-4 シリーズの規格で試験されていない) を述べる、規格、報告書、そして会議発表資料がある。
公共主電源の電源品質に関する欧州規格である EN 50160 では 6kV「以上」のサージが許容されており、 著者の経験は、そのような高い電圧は欧州のほとんどで確実に起きるというものである。 実際、6kV のピーク・サージ電圧は世界の単相公共主電源で典型的なものであり、その値は、 その電圧が典型的な単相主電源ソケットの典型的なスパークオーバー電圧であるためである。 単相主電源ソケットは偶発的なスパーク・ギャップとして振る舞い、 主電源に接続された機器をおおよそ 6kV よりも高い過電圧から保護する。
単相のプラグやソケットがない、専用の３相主電源配電システムにおいては、 端子間のクリアランスはより大きく (例えば、IEC 309 スタイルの主電源プラグ／ソケットの端子間)、 現場における実際の問題の解決のためにこのレベルに対して設計しなければならなかった 一部の製造業者によれば、少なくとも 12kV のピーク電圧を予期すべきである。 20kV に達することもあり得るかも知れない。
由緒ある雷防護規格 BS6651 Appendix C (これは 2008年 8月に EN 62305-4:2006 で置き換えられる) はこの問題を扱い、 施設の様々な場所に取り付けられる機器のための SPD 定格を規定している。 適用される EMC 試験規格がサージ要求を欠いており、あるいはそのサージ要求が不完全である場合、 もしくはこれらの通常の EMC 試験規格の使用が 意図された環境における所望の信頼性レベルのために 充分な保護を与えないかも知れないという懸念がある場合には、この規格、あるいは 電子機器の雷防護を扱う他の規格 (例えば IEEE C62.41-1991、IEC 61312-1) を使用すべきである。
製品が雷サージに対して適切に保護されている場合、 スイッチギアなどの他の原因によって発生する一般的なサージに対しても 通常は充分に保護されている。 だが、ある種の産業／医療環境は、 雷によって引き起こされるのではない著しく高レベルの主電源サージを受け得るし、 これらはおそらくはより高い発生頻度を持ち得る。 そのような施設は、超電導磁石や発電の応用や、 スイッチされる非常に大きなモーターや変圧器などの高電力誘導性負荷を含む。
機器の妥当な信頼性、従って低い保証コスト、 満足した忠実な顧客、リピート販売の水準の向上、 そしてより大きな収益性をもたらす好循環を達成するためには、 使用が意図された施設において起こりそうなサージ曝露に関係する 電流とエネルギーを扱えるように SPD の定格を決めることが重要である。 EMC 指令のもとでリストされた EMC 試験規格で規定された 1kV や 2kV のレベルでの試験に頼ることは、 一般に信頼性のために充分ではないだろう。
上のことを考慮に入れて、SPD の最大定格は以下のもののために慎重に選択すべきである:
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| Figure 3AT: GDT の MOV との組み合わせの例 |
電圧スイッチング (クローバー) 型の SPD を MOV のような電圧制限型のものと単に並列にすることは、 通常はクローバー・デバイスのトリガを妨げる。 雷防護企業から入手できる様々なサージ防護ユニットがあり、 それらのプロプリエタリな設計は、 電圧スイッチング SPD を電圧制限と組み合わせる際にしばしば直列インダクタを含む。
電圧がトリガ・レベルに達するまではアバランシェ・ダイオード・モードで動き、
その点で SCR モードに変化してより低いレベルに電圧をクローバーするデバイスがある。
(例えば Texas Instruments の TISP)。
施設における SPD のヒエラルキーの使用に関するより詳しいことは、 「EMC for Systems and Installations」 [13] の題９部を参照されたい。
SPD は kA や kW を扱えるものの、それができるのは非常に短い時間のみである。 その総エネルギー定格は非常に小さい。 例えば、0603 パッケージの表面実装 MOV は 0.1J、 ラジアル・ワイヤ・リードの直径 7mm の MOV は 3J、 そして端子台を持つ 60mm 角のブロック型の MOV は 500J の定格を持つかも知れない。 だが、これらの定格は、3J のデバイスでさえも 3kW を扱える、 1ms よりも長くない試験パルスで達成される。 500J のデバイスでさえも 50秒にわたって扱えるのは 10W よりも多くないので、 SPD を過熱から保護する必要があることは明白である。
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| Figure 3AU: 電源周波数過電圧による過熱からの SPD の保護 |
耐サージ抵抗は、非常に高いレベルの過電流 (短時間の) を扱える特別なタイプのものである。 それらはいくつかの企業が生産しており、 耐パルス抵抗や耐トランジェント抵抗としても知られている。 ヒューズ抵抗として知られているものは、発煙や発火の危険の回避を助けるために、 熱定格を超えることを防ぐように開放するように設計されている。
既に述べたように、SPD は高いストレスを受けるコンポーネントであり、徐々に (その電磁環境のサージに対して正しい定格を持たない場合には非常に急速に) 摩耗劣化する。 従って、Figure 3AU に示すように 直列の抵抗、PTC、ヒューズ、あるいはサーキット・ブレーカを用いるもう１つの理由は、 SPD が低抵抗に故障した時 (「爆破分解」によって回路から除去されない限り、MOV は常にそうなる) に発火の危険を生じることを防ぐことである。 いくつかの製造業者は、パッケージ内に熱保護を含めた MOV (例えば、TMOV と TPMOV 製品 ―― [18] を参照) を提供している。
SPD はサージを抑制しながら非常に大きな電流 ――kA に達し得る―― を運び得るし、
この電流を PTC、ヒューズ、あるいはサーキット・ブレーカを通して通過させることは
それを動作させる運命にあるように見えるかも知れない。
勿論、SPD がサージを抑制する度に
(例えば) 機器の主電源ヒューズが切れるのは良くないであろう。
だが、PTC、ヒューズ、あるいはサーキット・ブレーカを動作させるのは電流のみではない。
それは電流×時間であり、ヒューズ (など) の電流／時間定格と SPD 定格の協調
(例えば、タイム・ディレイ・ヒューズの使用) は、
ヒューズの信頼性の問題を受けることなしに、
SPD がサージを抑制し、またヒューズに保護されるようにできる。
ヒューズと SPD をどのように協調させるかについてより詳しくは [18] で示されており、
これは SPD と共に使用するために特に設計されたタイプのヒューズも述べている。
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| Figure 3AV: SPD のためのヒューズの例 |
Figure 3AV は、SPD に機器とは別にヒューズが付けられる、別の方法も示す。 この方法は、SPD のヒューズが切れたならば、 次のサージに対しては保護されないであろうものの、 機器は動作し続けるであろうという (主に誤った) 仮定のもとに、 重要な機器のために用いられることがある。 だが、これは通常は重要な機器を機能させ続けるために推奨される方法ではない。
SPD は大きなサージ電流が流れている時に故障する可能性が高く、そのヒューズが切れる時、 特にそれがサージ電圧に加わった時には機器を充分に損傷させ得る、 大きなフライバック電圧を引き起こすであろう。 また、雷雨に際しては何回ものサージが起きる可能性が高いので、 もしその１つが SPD を故障させたならば、 別のサージが数秒以内にその機器を損傷させる充分な機会がある。
大抵は通常のヒューズ方式を用いた方が良く、もし機器の動作が重要であれば、 主電源ヒューズが切れた時でも機器が動作し続けるように、 別の電源を使用するか、UPS やその他の電源バックアップ設備 (バッテリーなど) を追加する。
いくつかのプロプリエタリのサージ防護ユニットは、
短絡に故障したものがそのユニットが機器を保護し続けることを妨げることがなく、
また保護される機器に給電するメイン・ヒューズを切らないように、
並列に接続され、それぞれがヒューズされた、同一の種類の多数の SPD を用いる。
これは、そのユニットがサージ防護を与えなくなる前に故障した SPD が交換される限り
通常は全く容認できる、２番目のヒューズ手法の応用である。
全ての保護が失われる前にそれを交換することをユーザーに勧めるため、
このタイプのユニットの一部はコンディション・モニタとインジケータを持つ。
SPD を作動させる電源周波過電圧が充分に稀である限り、 回路の機能を失うことは通常は問題ではない (これが安全上のリスクを増加させないと仮定して)。 だが、AC 電源によってはごく普通に「スウェル」や電圧変動を生じ、 機器が頻繁に働かなくなることは通常は容認できない ――再び動くようにするためには ヒューズの交換やサーキット・ブレーカのリセットが必要となるのであれば特に―― であろう。
サージ防護を設計する時、後続の回路への最大の保護を与えるために、 できる限り低い閾値／トリガ電圧を持つ SPD を選択する誘惑がある。 だが、これは、ありふれたスウェルや変動が SPD 過熱保護デバイスを作動させ、 回路を動かなくさせる可能性を増大させる。
特に問題なのは、機器が 220V や 230V の主電源を用いる国で設計されたが、 230V と呼ばれるもののその公称電源電圧が依然として 240V である UK で用いられる場合である。 UK の田園地帯では、通常の主電源電圧が 245V であることも珍しくはない。 非常に低い閾値／トリガ電圧を持つ SPD の過熱保護回路は、 欧州本土では受け入れられる作動頻度を持つかも知れないが、 UK においては信頼性問題を引き起こす。
設計者は、多くの第三世界の国々で、 またより発展した国の一部の地域 (USA やオーストラリアの一部でさえも) で 自家発電が使用されている場合、 その主電源電圧と波形が良く管理されていないかも知れないことにも注意すべきである。 230V±10% のきれいな正弦波の主電源を仮定する設計者は、 そのような良く管理された主電源を持たない地域で製品が頻繁に故障するのに気付くかも知れない。
従って、例えば、 230V 主電源での使用のためのオフ・ライン・スイッチング電力変換器を設計する時、 定格 600V のパワー FET や IGBT を使用してそれらを 350V でトリガする GDT (240V の純粋な正弦波のピークは 339.4V である) で保護しようとする代わりに、 900V のトランジスタと 600V でトリガする GDT を用いて、 より少ない努力で、より信頼できる頑丈な設計を達成できる。
SPD は徐々に故障し、もしそれが短絡に故障したならば、それらは通常は保護された機器の動作への影響、 例えば 3.5.13章で述べたようなメイン・ヒューズのオープンによって検出できる。 だが、それらは開放に故障するかも知れず、この場合、 保護された機器は通常通り動作し続けるかも知れないが、もはやサージから保護されていない。
従って、SPD が用いられる場合、保守が常に重要である。 それが健全であるか、修理が必要だがまだ動作しているか、 あるいはもはやサージ防護を提供していないかをユーザーに通知する状況表示を備えた、 数種類のプロプリエタリのサージ防護ユニットが販売されている。 そのようなユニットを使用しているならば、その状況表示が充分に頻繁に確認され、 修理を必要とするユニットが修理されることを確かとする、信頼できる手続きを持つことが重要である。
だが、通常の SPD が使用されている場合、 その保護が完全に失われる前に故障している SPD が交換されることを確かとするため、 そのサージ防護の状態を定期的に確認するための手続きが必要となるだろう。 その機器の設計者は、これを容易に行なえるように設計し、 対応するユーザー保守指示全てが書かれ、ユーザーに知らされていることを確かとする必要がある。
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| Figure 3AW: SPD 製品のいくつかの例 (Phoenix Contact より) |
Figure 3AW は、様々な製造業者が提供する極めて広範囲のプロプリエタリのサージ製品からの、
いくつかの例を示す。
産業用キャビネットは、配線の便宜上、
AC 電源の保護のためにしばしば DIN レール実装の保護ユニットを使用する。
だが、そのようなユニットは RF や高速信号の保護のためには適さないので、そのような応用のために、
その図に示されているような異なるスタイルのサージ防護ユニットが入手可能である。
いくつかの機器で共有される AC 電源の中性線、 あるいは DC 電源の帰路リードをサージ電流が流れる時、同類の問題が生じる。
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| Figure 3AX: システムでの「アース・リフト」サージ問題 |
ワイヤによる接地構造を持つ典型的な建物においては、 ２つの機器の接地電位のあいだに生じる差は最初のサージの電圧に近づきさえし得る。 その電圧は「アース・リフト」や「グランド・リフト」と呼ばれ、 大きな建物においては 10kV までの値も知られていないことではない。 それらは CM 電圧であり、異なる機器を相互接続する任意の電力、信号、制御、 あるいはデータのケーブルに接続された回路への損傷や干渉の問題を引き起こし得る。
例えば、空中の単一のまっすぐなワイヤ (緑／黄の絶縁の接地ワイヤのような) は おおよそ 1μH/m のインダクタンスを持ち、 一般的な単方向サージのシミュレートを意図した典型的な試験は 10μs の立ち上がり時間で 1000A のピーク電流を持つ。 V = -L dI/dt であるので、 その接地ワイヤはその長さ１メートル当たり 100V の縦電圧 (ワイヤの長さに沿った) を生じる。
ほとんどのシステムや設備は、依然として、 機器のサージ電圧曝露を最大とするように設計され得る時代後れの一点接地方式を用いているので [19]、 上のサージ電流波形で 1kV のアース・リフトをもたらす、10m の長さの接地ケーブルは珍しくない。
従って、電気的絶縁 (3.5.1章と 3.5.4章を参照) に頼るのではなく、 機器内の SPD を使用する帰結は、その機器がシステムで使用され、 ある程度離れた他の機器と信号、制御、あるいはデータのケーブルで相互接続された時、 そのポート全てでサージ防護を提供することが往々にして必要になるであろうことである。
接地がインピーダンスを持たない完璧な導体であると仮定する傾向のため、 この問題はしばしば見落とされる。 解決は、以下のものを含む：
アース・リフトを管理するための理想的な接地システムは、
IEC 61000-5-2 で述べられているようなメッシュ (「Mesh-CBN」) である。
そのような構造は大きなコンピュータ／テレコム設備で普通に用いられており、
該当する IEC 規格と ITU 勧告で推奨されている。
船舶や海上原油／ガス・プラットホームは、通常は、
全ての機器をそれに接続することによって理想的な接地として使用できる、
完全に熔接やリベット止めされた板金で作られている。
設計者が自分自身の誤り訂正プロトコルを作ろうとすることは勧められない。 サージや類似のトランジェント現象は、通常は現実世界においては それらをシミュレートすると仮定されている EMC 試験で用いられるような「きれい」な波形では起こらず、 現実世界で頑丈であることが示されている典型的なプロトコルは、 しばしばその背後の頑丈な通信に 50人年に達する経験を持つ。 最良のアドバイスは、それを設計しようとする代わりに、 証明済みの通信プロトコルを実装するデバイス、及び／もしくはソフトウェアを購入することである。
[2] The Institution of Electrical Engineers (IEE), Professional Network on Functional Safety, "EMC and Functional Safety Resource List", via the "Publications & Downloads" page at http://www.cherryclough.com
[3] Arthur B Williams, "Electronic Filter Design Handbook", McGraw Hill, 1981, ISBN 0-07-070430-9
[4] John R Barnes, "Robust Electronic Design Reference Book, Volume I", Kluwer Academic Publishers, 2004, ISBN: 1-4020-7737-8
[5] Sokal, N. O., System Oscillations From Negative Input Resistance at Power Input Port of Switching-Mode Regulator, Amplifier, DC/DC Converter, or DC/AC Inverter, IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC) 1973 Record, pp. 138-140.
[6] Keith Armstrong, "Design Techniques for EMC, Part 2 - Cables and Connectors",
The EMC Journal, May and July 2006, available from
http://www.compliance-club.com
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[7] Keith Armstrong, "Design Techniques for EMC, Part 0 - Introduction
and Part 1 - Circuit Design and Choice of Components",
The EMC Journal, January 2006 pp 29-41, plus March 2006 pp 30-37,
available from
http://www.compliance-club.com
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[8] F Beck and J Sroka, "EMC Performance of Drive Application Under Real Load Condition", presented at the Industrial Forums in EMC Zurich 2001, and also a Schaffner EMV AG application note dated 11th March 1999. It was also presented by W L Klampfer at the 8th International Conference on Electromagnetic Interference and Compatibility, INCEMIC 2003, ISBN: 81-900652-1-1, publication date: 18-19 Dec. 2003.
[9] Keith Armstrong, "Advanced PCB Design and Layout Techniques for EMC", an 8-part series published in the EMC & Compliance Journal, March 2004 - November 2005. An improved version of this series is available via the "Publications & Downloads" page at http://www.cherryclough.com
[10] The United Kingdom Accreditation Service, http://www.ukas.com
[11] John R Barnes, Robust Electronic Design Reference Book, Volume II, Appendices, Kluwer Academic Publishers, 2004, ISBN 1-4020-7738-6
[12] RF Cafe, Skin Depth, http://www.rfcafe.com/references/electrical/skin_depth.htm
[13] Tim Williams and Keith Armstrong, "EMC for Systems and Installations", Newnes 2000, ISBN 0 7506 4167 3, especially chapter 8, www.newnespress.com, RS Components Part No. 377-6463
[14] ITI (CBEMA) Curve and Application Note: http://www.itic.org/archives/iticurv.pdf
[15] "PCB Layout: The Impact of Lighting and Power-Cross Transients", Milton Hilliard, Compliance Engineering, January/February 2003 pp 25-30, available from the archives at http://www.ce-mag.com
[16] MIL-STD-275 "Printed Wiring for Electronic Equipment, Revision: E, Dated: 31 December 1984", available via: http://www.dscc.dla.mil/Programs/MilSpec/ListDocs.asp?BasicDoc=MIL-STD-275
[17] Akihiko Yagasaki, Characteristics of a Special-Isolation Transformer Capable of Protecting from High-Voltage Surges and Its Performance", IEEE Trans. EMC, Vol. 43, No. 3, August 2001, pp 340-347
[18] Daniel Dunlap, Protection of SPD Products, ITEM 2000, pp 148-157, visit www.interference-technology.com and search by 'Daniel Dunlap'.
[19] Keith Armstrong, The Benefits of Applying IEC 61000-5-2 to Cable Screen Bonding and Earthing, IEE Seminar entitled: "EMC - its nearly all about the cabling", The IEE, Savoy Place, London, January 22nd 2003.
これは、Keith Armstrong 氏が EMC+Compliance Journal 上で発表した文書を、 その許諾を得て 佐藤が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
2007-08-04