[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > EMC のための設計テクニック (第2版) ]
翻訳: T. Sato
| この記事の著者、Keith Armstrong は、 EMC や機能安全に関する様々なセミナーやコンサルティングを世界各国で行なっています。 彼のサービスに関心のある方は、佐藤に、 あるいは直接 Keith Armstrong に 連絡して下さい。 |
| この記事の訳者、佐藤は、 現在テスト・ラボに所属しており、 EMC に関するコンサルティング、設計/対策支援などのサービスを提供しております。 この種のサービスに関心のある方は、佐藤に 連絡して下さい。 |
このシリーズは UK EMC Journal に 1999年に発表された記事 [1] のアップデートであり、 全ての応用領域 (家電、商用、娯楽、産業、医療と看護、自動車、鉄道、海事、航空宇宙、軍事など) の、 電子、PCB、及び機械設計者に関係する基本的なグッド EMC プラクティスを含む。 電磁干渉 (EMI) によって引き起こされる安全上のリスクはここではカバーしない ―― この点に関するより詳しい情報は、[2] を参照されたい。
これらの記事は、通常どの EMC テクニックを用いるべきで、 それらを通常どのように適用すべきかという、実際的な論点を扱う。 何故それらが必要なのか、あるいは何故それらが働くのかはカバーされない (あるいは、少なくとも理論に踏み込んではカバーしない) が、 それらは学術的に良く理解されており、何十年もの実践で良く証明されている。 EMC の基礎の良い理解はエンジニアリングの不足や過剰の防止を助けるために大いに有用であるが、 これらの記事の範囲を超える。
これらの６個の記事でカバーされるテクニックは：
上述のトピック全てに関して多くの教科書や記事が書かれているので、 この雑誌の記事の形式では、様々な課題を提示し、 最も重要な基本的なグッド・プラクティス EMC 設計テクニックを示す以上のことはできない。 より進んだ学習とより詳細な EMC 設計テクニックのために、参考文献が示される。
数年前まで、ほとんどの製品については、 その時点での電子技術で用いられている周波数において 妥当に効率的な「偶発的アンテナ」として振る舞うのに充分に長いことから、 通常は無線周波 (RF) における EMC 問題のほとんどはその外部ケーブルに関係するものと仮定できた。 時には、シールドされていないエンクロージャ内で、 内部導体が数百 MHz 以上での RF イミュニティ問題を引き起こした。 だが、内部導体は、電磁結合に伴う問題 (例えば信号対雑音比の悪化を引き起こすクロストーク) や、 デジタル信号のオーバーシュートやリンギングなどの伝送線路の不整合の問題をしばしば引き起こした。 これらの「内部電磁両立性」問題は、 しばしばその解決のために１回以上の設計のやり直しを必要とさせ、市場導入を遅れさせた。
今日では、ほとんど全ての製品の中で見られるデジタル・デバイスで使用されている周波数は、 製品がエンクロージャ全体で良くシールドとフィルタされていない限り、 内部導体が EMC 問題 (エミッションとイミュニティ) の主要な源となり得るほど高い ―― だが、強くなり続けるコスト面の圧力は、そのようなエンクロージャを高価過ぎるものとし得る。 そして、縮み続ける市場投入までの期間の圧力は設計のやり直しを避けなければならないことを意味するので、 良くシールドとフィルタされた製品エンクロージャが用いられているとしても、 もはや内部ケーブルの電磁結合と不整合を開発段階のあいだに解決するというやり方を続けることはできない。
従って、今は、製品設計プロセスの初期での導体とそのコネクタの慎重な EMC 設計が、 法的な EMC 適合性、そして成功した、収益性のある製品の双方のために非常に重要となっている。
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| Figure 2A: 我々が使用している周波数 |
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| Figure 2B: 電気／電子デバイスが放射するノイズ |
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| Figure 2C: 典型的な導体の「偶発的アンテナ」効果 |
Figure 2A は、10Hz から 2.5GHz までの周波数範囲の、 AC 電力、ラジオやテレビの放送のための無線通信、 個人用無線通信、データ通信などのために我々が典型的に用いる周波数を示す。 Figure 2B は、Figure 2A と同一のスペクトラムを、 その上に典型的な電気／電子ノイズ・スペクトラムを重ねて示している。 これは、今日それが用いられている無数の有用な、楽しく、 そして経済的に重要な目的で電磁スペクトラムを使い続けるためには、 電気／電子ノイズを我々の製品やケーブルの中に閉じ込めておき、 より広い環境に漏れ出すことを防がなければならないことを、明白に示す。
Figure 2C は Figure 2B と同一のスペクトラムを示すが、 その縦軸をメートルに変えた上で、典型的な自由空間中のまっすぐな導体 ――片側で低インピーダンス源で駆動され、反対側は高インピーダンス負荷となっている―― の偶発的アンテナ効果を示す線が加えられている。 そのような導体は、その長さが 1/4 波長の整数倍となる長さで共振し、 それらの周波数においては極めて効率的なアンテナとなる。 実際、ほとんど全ての小型携帯無線送信器／受信器は、 ホイップ・アンテナとして知られる、まさにそのようなアンテナに頼っている。
Figure 2C の太線は、1/4 波長となる導体の長さと周波数の関係を示す。 その最初の共振において、そのような導体はそれが運ぶ信号のほとんど全てを空間に放射する電界に変換し、 これは、その周波数においては負荷には僅かな信号しか残らず、 波形を歪ませてシグナル・インテグリティ (SI) 問題を引き起こすことを意味する。 放射された電界は、遠方界 (すなわち、λ を波長として、λ/6 よりも遠く) において電磁界に変わる。 そのような導体はその環境の電界 (そして電磁界の電界成分) をそれ自身の上のノイズ信号にも変換し、 その回路にシグナル・インテグリティ (SI) と EMC イミュニティの問題を引き起こす。
Figure 2C には斜めの線が他に２本あり、 １つはその周波数において比較的良くない (おおよそ -20dB の効率の) アンテナとなる導体の長さを、 もう１つは非常に良くない (おおよそ -40dB の効率の) アンテナとなる長さを示す。 後者の線は 10mm の長さのラインを 70MHz 前後の周波数で横切り、 長さ 10mm の導体 (ワイヤと片側のみで終端されたケーブル・シールドのいずれであれ) については、 典型的な民生／産業の状況においては、それが極度に大きい RF 電流を運んでいない限り、 その偶発的アンテナ効果を 70MHz よりも下では無視できるかも知れないことを示すことに注意されたい。 特に敏感な応用において、 あるいはある種の軍事や航空宇宙用途の非常に苛酷な電磁環境においては、 10mm に過ぎない偶発的アンテナでさえも、 7MHz、あるいはそれよりも低い周波数において、干渉問題を引き起こし得る。
上の分析はホイップ・アンテナの構造に似通ったまっすぐな導体に対するものであり、 同様の分析は他の一般的な形状の１つであるループについても適用できる。 その最初の共振において、 低インピーダンスの信号源と負荷を持つループ導体は磁界の放射やピックアップをし、 また電磁界の磁界成分をピックアップする。 それが放射する磁界は、遠方界において電磁界に変わる。 偶発的ループ・アンテナについては、 Figure 2C の偶発的アンテナの効率の斜めの線は、円形ループの半径、 あるいはループの最長の対角寸法の半分に相当する。
勿論、ホイップやループのように単純な回路導体はあるとしても少ないが、 Figure 2C の単純化されたグラフは、いかなる実際的な長さの導体も 非常に重要なスペクトラムの大きな範囲にわたって EMC 問題を引き起こし得ること、 従ってこの記事で述べる設計テクニックを使う必要性があると仮定すべきことを示す。
インピーダンス制御伝送線路設計テクニックを用いた導体は、
他の形の同一の導体が持てるよりも遥かに良い EMC 性能を持つであろう。
これは、それらの正しく整合した抵抗性終端がその端での反射を著しく低減し、
それらを偶発的アンテナとして非常に効率が良くないものとするためである。
その (不整合の終端を持つ) 導体の共振周波数において、
整合抵抗によるエミッションの低減は、40dB に達し得る。
全ての通常の電磁環境は 50Hz から 2.5GHz の周波数で高度に汚染されるようになっており、 近い将来、その下側の周波数は エネルギーの節約のための可変速モーター駆動の広範な使用によって下に拡がるであろう (これは 30kHz から少なくとも 100MHz までのノイズのレベルも増加させるであろう)。 また、その汚染の上側の周波数は、 5GHz での Wi-Fi、Wi-MAX、そして UWB 無線データ通信システムのロール・アウトによって、 少なくとも 8GHz まで拡がるであろう。
オーディオや直流計装の設計者の一部は、 依然として彼らのアナログ・ケーブルに対して RF EMC テクニックを使う必要はないと考えているようであり、 依然として、一点接地やケーブル・シールドの片側のみでの終端などの、 1940年代に費用を節約するために開発された設計テクニックを用いている。 ここ 25年間の私の経験とその産業分野における私の顧客のそれは、 その局所電磁環境に適した EMC テクニックの適用は信号対雑音比を顕著に向上させ、 また複雑な製品 (オーディオ・ミキシング・コンソールのような) の機能試験時間を顕著に低減して、 設置と引き渡しを相当スピードアップすることを示している。 電磁環境の評価に関する情報は、[4] を参照されたい。
ワイヤレス・データ・リンク (例えば Bluetooth、Wi-Fi、Zigbee、USB2-UWB など) も 総合的に低コストとなり得る代替として考慮すべきであるが、 製品の他の部分からのその受信器への干渉、 そして製品の他の部分へのその送信器の干渉の可能性に注意すること。 製品への無線通信デバイスの追加は、 往々にして [5] で述べた高度な PCB 設計テクニックの使用からの利益を受ける。
電力の伝達のための代替手段は、光ファイバ (数ワットまで)、 空圧、そして液圧を含む。 それら全ては導体よりも EMC のために良く、 また大きな電気的分離を与えて RF ノイズを結合させない。
安全接地 (「アース」あるいは「グランド」) のために用いられる導体は、 この記事の最後でカバーされる。
導体を使用するならば： その全面に 0V プレーンを持つ単一の PCB を用いた、 内部ワイヤを全く持たない製品は、通常は最も費用効果が良い。 その 0V プレーンは全てのコンポーネントとトレースの下になければならず、 また全ての側でそれらよりも少なくとも 3mm 拡がっていなければならない (より詳細については、[5] の第４部を参照)。
製品内で複数の PCB が必要な場合、 全面の 0V プレーンを持つフレクシ・リジッド PCB の使用が、 その EMC 上の利点のために費用効果が良いものとさえなり得る。 フレクシ・リジッド PCB は、その全面にわたる１つ以上のフレキシブルな PCB レイヤと、 コンポーネントが実装されるリジッドな領域とを用いる。 そのフレキシブルな領域は実際にはリジッドな領域のあいだの信号や電力の相互接続に過ぎないが、 その利点は、ジャンパ、コネクタ、あるいはケーブルによって接続された複数の PCB よりも大きい。 フレクシ・リジッド PCB アセンブリ自体は通常はよりコストを要するが、 その連続した 0V プレーンの EMC 上の利点は全体としての開発時間と生産コストを低減し得るし、 それに加えてそれらは電気機械的コネクタに関係するコスト、寸法、そして信頼性の問題を持たず、 製品への組み込みの時間も短縮し得る。
DM から CM の電流や電圧への変換は現実のどのような回路でも常に起こり、 ほとんどの応用においては、 我々の 1MHz 程度以上の EMC エミッション問題のほとんどの原因である。 その逆の CM から DM への変換のプロセスは、 1MHz 程度以上のイミュニティ問題のほとんどの原因である。 その例外は、1MHz 以上で DM の電流と電圧が顕著となり得る、 金属のシャーシが DM 電流帰路として用いられる応用にある。 シャーシを DM 電流帰路として用いるのは非常に悪い EMC プラクティスであるが、 残念ながら、これはまさに自動車で重負荷のために用いられている方法である。
往路と帰路の経路が物理的に同一の導体を使用することができれば、 それらの外部に対する浮遊結合は同一となり、CM 問題は最小化されるであろうから、 EMC のために理想的であろう。 だが、勿論、これは物理的に不可能である (それらの導体が短絡する) ので、 次の章では実際のケーブルの種類について議論する。
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| Figure 2D: 全ての相互接続ケーブルの近傍に CM 帰路電流経路を設ける |
製品内では、もし適当な金属構造材や接地接続導体がないならば、 (設計によって) 必要に応じて金属稿造材や導体を追加できるようにしておくのが最良である。 金属構造材の代わりに、低コストな金属箔、導電性コーティングされたプラスチック、 あるいは金属コーティングされたプラスチックの薄板や厚紙を用いることができる。
製品の外では、状況によっては (例えば産業、航空宇宙、軍事)、 通常は、金属のコンジット、ケーブル・トレー、あるいは金属の壁や床などの、 CM 帰路電流のための近傍の導電性経路を用意することが可能である。 だが、ポータブル・コンピューティング・デバイス、携帯電話、 あるいは家庭用娯楽システムなどの、他のものの一部においては、 並行導体を使用できる場合もあるものの、 CM 帰路電流経路を用意することは通常は実際的ではない。 管理された密接した CM 電流帰路がない場合、 その CM 電流は依然として、だが管理されていない経路を流れ、 増加したエミッションと悪化したイミュニティを生じるであろう。 そのような応用においては、往々にして、 CM ノイズへの／からの変換を最小限とするための、 DM 往路／帰路ループのよりしっかりとした管理が必要となる。 CM 電流をそれが EMC 問題を生じないレベルまで低下させるために、 高性能のフィルタ、及び／もしくはシールドを用いることもできるかも知れない。
直接の電気的接続が最良であるが、CM 電流帰路のためには必須であるとは限らない； RF CM 電流を最小のループ面積で流れられるようにしながら 電源で用いられている周波数で電気的絶縁を与えるために、 CM 帰路電流経路と直列に適切なタイプと値のコンデンサを用いることができる。
適切なケーブル・シールドとコネクタは、往路／帰路ペアの導体 (例えばツイスト・ペアや「ツイン・アキシャル」ケーブル) からの「漏洩」に対する、 非常に高性能の CM 帰路経路を与える。 同軸ケーブルのシールドは、その CM 電流漏洩に対する CM 帰路経路としては働かない。 いずれの場合でも、ケーブル・シールドは完璧なものではないので、良好な EMC のためには、 時にはシールド・ケーブルを近接した金属の CM 帰路経路と組み合わせることが必要となり、 これは可変速 AC モータ駆動ケーブルのようなクラス 4 ケーブルについては特にそうである。 シールド・ケーブルについては以下で述べる。
結論として： 我々は DM から CM への変換を最小限として CM の電流と電圧を低減するために
金属相互接続を往路／帰路電流経路を管理するように設計し、
そしてその CM 往路／帰路電流経路を管理する (可能であれば)。
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| Figure 2E: 常に往路経路の物理的に近くに帰路電流経路を設ける |
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| Figure 2F: 往路／帰路電流は自ずと最小のインピーダンスを持つループを流れる |
関係する最大の周波数における波長の 1/10 よりも充分に短い撚りピッチで 往路と帰路の導体を互いに撚り合わせれば、 DM-CM (そして CM-DM) 変換の割合は低下する。 より均一な撚りは、より良い打ち消し、そしてさらに低い変換率を意味する。
ある信号や電力の往路導体に関係する帰路電流は、常に最小インピーダンスの経路を取る。 数 kHz 以下の周波数においてはインピーダンスは抵抗によって支配されるが、 高い周波数においてはそれはインダクタンスによって支配される。 Figure 2F が示すように、２つ以上の往路／帰路ペアのための帰路導体が 低抵抗の共通のプレーン (例えば 0V) やシャーシを共有する場合、 低い周波数においては帰路電流は主としてそのプレーンやシャーシを流れる傾向を持つであろうが、 高い周波数においては主としてその往路導体と最も物理的に近い帰路導体を流れる傾向を持つであろう。 これは、その往路／帰路導体ペアが最大の相互インダクタンスと最大の静電容量を、 従って数 kHz よりも上の周波数において最低のループ・インピーダンスを持つためである。
この帰路電流の自然で自動的な挙動は、 特定の導体構造のもとで可能な最良のクロストークと最良の EMC をもたらす。 従って、クロストーク、SI、そして EMC をさらに良くするために我々が為すべきことは 低インピーダンスの帰路経路を設けることだけであり、 その帰路電流は自ずとそれを通って我々が望む利益を達成するであろう。
シングル・エンドの信号や電力を用いる場合、 低インピーダンスの帰路経路は回路図上でその基準電圧 (典型的には 0V) と並列に現れ、 それは不要な重複であるように見え、 「価値分析」に際してコストの節減のために単純化され勝ちである ―― 従って、これらを図面上で、 その削除がほぼ確実に総合的なコストを加え、あるいは不適合を引き起こすであろう、 EMC 設計の上で重要なものとしてマークすることが重要である。
時には、帰路電流は、0V システムに加えて１つ以上の DC 電源を流れるかも知れず (例えば、±12V アナログ・システムにおいて)、 あるいは３相主電源システムの他の相と中性線全てを流れるかも知れない。 従って、時には、帰路電流経路を設けるために、 一組だけの導体よりも多くのものを撚り合わせる必要があるかも知れない ―― ３本、４本、あるいはそれ以上のワイヤを撚り合わせなければならないかも知れない。 例えば、３相スター結線 AC 主電源は、５本のワイヤ ――３つの相、中性線、そして接地―― を撚り合わせるべきである。
非常に大きな電流 (例えば kA) が用いられる場合、 それらのあいだの非常に強力な磁界によって導体自身に作用する物理的／機械的な力が それらの絶縁を損傷させるであろうことから、 往路と帰路の導体を我々が良い EMC のために望むほど互いに近く引くことは不可能かも知れない。 私はモーター電流が ±8kA の鉄鋼圧延ミル・モーター・ドライブについての経験がある。 ケーブルへの損傷を防ぐため、往路と帰路のモーター導体は、 およそ 2m 離れた鋼製のケーブル・トレイの中を引かれた。 近くの制御室における、その広く離れたケーブルのモーター電流によって生じた磁界は 100μT を超え、 陰極線式のモニタ上のイメージを酷く歪ませ、その制御室を使用できなくさせた。
その問題は、そのようなモニタのほとんどが 1μT 以上で画像の動きを示すことを念頭に置き、 非常に単純なビオ・サバールの法則を用いたちょっとした封筒裏の計算で容易に予測することができた。 だが、その顧客はその代わりに、 そのドライブが全ての EMC 指令規格に合格しており、CE マークが付けられているという、 そのモーター・ドライブの供給者の保証に頼り、 これはいかなる種類の干渉も起きないことを保証するものと仮定した。 だが、この記事は、EMC 指令でリストされた規格に適合することと、 EMC 「保護要求」に実際に適合することとの違いを議論する場所ではない。 最終的に、その問題はそれらの CRT モニタを 液晶フラット・パネルのモデルに置き換えることによって解決された。 今は EMF 指令 (1999/519/EC) が発効しており、関係する測定規格を持ち、 制御室での人体曝露を測定してそれが限度を超えるならば手順を踏むべきであるが、 これもこの記事の範囲を超える。
従って、その帰結は、
何らかの正当な理由で往路と帰路の経路を互いに近付けることができない場合、
EMC への悪影響を予期しなければならず、そのスケールや、
緩和テクニック (シールド、フィルタ、抑制など) が必要となるかどうかを判断するために、
計算や実験が必要となるだろうというものである。
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| Figure 2G: 差動信号 (「平衡」) 相互接続の例 |
差動信号とその導体ペアは決して完全に平衡してはいないので、
常にいくらかの CM ノイズがある。
達成された平衡の程度に依存して、
上で述べたように CM 電流がとる経路を管理する必要があるかも知れず、
また [1] とこの新しいシリーズの第３部と第４部で述べるように
CM フィルタ、及び／もしくはシールドを行なうことが必要となるかも知れない。
敏感な回路や製品の例は、トランスジューサ・アンプ、無線受信器、 そしてアナログやデジタルの信号処理が含まれる全ての低電圧回路を含む。 敏感な機器は、計装と計量、コンピュータとプログラマブル・ロジック・コントローラ、 オーディオ、そして無線受信器を含む。
「ノイジー」な回路や製品は、デジタル信号処理、 スイッチ・モード電力変換器 (DC 電源、インバータ、PWM など)、 無線送信器、材料の RF 加工 (例えばプラスチック溶着装置／封止装置、誘導過熱装置)、 そしてリレー、コンタクタ、スイッチ、そして整流子モータのような 電気的なスパークやアークが関係する全てのものを含む。
コンピュータ技術は、敏感で、かつノイジーなものとなり得ることに注意されたい。 可変速モータ駆動は、ノイジーな出力と、 敏感な入力 (例えばタコ・ジェネレータや位置検出器からの) の双方を持ち得る。 無線機器は、送信器と受信器を含み得る。
隔離の原則を相互接続ケーブルに適用するために、 我々は最初にケーブルをそれらが運ぶ信号の種類に従って「クラス」に分類する：
クラス 1： 非常に敏感な信号を運ぶケーブル。 これを非常に敏感なアナログ信号のクラス 1a と 非常に敏感なデジタル信号のクラス 1b に分けることは、有用となり得る。
クラス 2： やや敏感な信号を運ぶケーブル。
クラス 3： やや干渉性の信号を運ぶケーブル (典型的なオフィスや居住用建物内の 230V AC 主電源は通常はクラス 3 と見做されるだろう)。
クラス 4： 干渉性が強い信号を運ぶケーブル。
上の４つのクラスは、実効値で AC 1kV、 あるいは直流やピークで 1500V を超えない電力やケーブルに対するものである。 クラス 5 とクラス 6 を 1〜32kV と 32kV 以上の高電圧電源に割り当てることができるが、 この記事はそのような高電圧はカバーしない。
クラス 1 と 4 は、常に、その全長にわたって、 シールドされたケーブルとコネクタを使用すべきである。 これが可能でない場合、EMC 問題を予期すべきであり、 緩和手段の適用が必要となるかも知れない。
ケーブルを分類してしまえば、 既に述べたようにそれらを常に CM 帰路経路に非常に近く保ちながら、 そのクラスに応じてそれらの経路を隔離できる。 それぞれのクラス (あるいはサブ・クラス) のあいだには 可能な限り広いスペースがあるべきであるが、 それはケーブルの種類、品質、そして長さに、 そしてそれらに接続された電気／電子回路の EMC 性能に依存するので、 その間隔がどれだけであるべきかを規定することは非常に難しい。
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| Figure 2H: ケーブル・クラス間の推奨される最小の間隔 |
束の中の全てのケーブルやワイヤは当然同一のクラス (あるいはサブ・クラス) であるべきであり、 Figure 2D に示すように、常にその全長にわたって 可能な限りその CM 帰路経路 (例えば接地接続された金属構造材) に近いべきである。 従って、太い、あるいは背の高い束は、 その導体の一部が CM 帰路経路に近くなくなるであろうことから、 EMC のために良くない。
その CM 電流帰路が効果的であるためには、 それは EMC と SI を管理すべき最大の周波数において 低インピーダンスの電流ループを持たねばならない。 それが効果的でないならば、上記の間隔を相当増やす。 ケーブル・クラスが互いに交差しなければならない場合、 望ましくはそれを 90°で行ない、 その場合でもクラス間で充分な分離が達成されるようにする。
上記の間隔のガイダンスは非常に粗っぽいものであるので、 設計の非常に初期段階におけるケーブル間の結合の調査が常に推奨される。 今は、適当な数式を適用する代わりにコンピュータ・シミュレータを用いた方がより正確で、 早く、そして総合的に安上がりである。 今は新しいいくつかの供給者があるが、シミュレータは、その製造業者によって、 その予測を実際の実験の結果と比較することにより、 ケーブル結合問題を解く際の精度について検証されているべきである。 シミュレーションの代替の１つは、使用を意図している種類のケーブルやコネクタを用いて プロジェクトの早期に実験を行なうことである。 ケーブルに接続するハードウェアがまだ入手できないならば、 標準的な RF ラボラトリ・ベンチ・テスト機器と共に適当な負荷の値を用いるべきである。
上記の間隔を達成することが難しい場合、初期段階での、
計算、シミュレーション、あるいは実験を用いたケーブル間結合の調査が強く推奨される。
間隔を上のガイドよりも顕著に近くしなければならず、またケーブル長が相当のものである場合、
あるいは調査によって潜在的な問題が同定された場合には、
以下で述べるより高品質の相互接続を用い、かつ／もしくは
[1] やこの新しいシリーズの他のパートで述べる緩和テクニック
(シールド、フィルタ、トランジェント・サプレッサなど) を用いることが可能である。
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| Figure 2J: 19" ラック・キャビネット内での隔離の例 |
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| Figure 2K: 製品のエンクロージャ内での隔離の例 |
「ノイジー」な回路や製品と「敏感」なものを相互接続しなければならない場合、 敏感なものがノイジーなものからの DM と CM のノイズの伝導を受けるリスクがある。 これは、以下のものを含む、そのノイズの周波数範囲に対して適切な電気的絶縁テクニックを用いて、 もっとも良く避けることができる：
ノイジーなユニットと敏感なユニットの間のいかなる導電性の相互接続も、
導体上の潜在的に干渉性の DM と CM のノイズを受け入れられるレベルに低減するため、
緩和 (例えばシールド、フィルタ、トランジェント／サージ抑制などによる) を必要とするであろう。
製造業者によっては、組み立てに要する時間が (従ってコストが) 少なく、 またより容易に自動化できることから、 ツイスト・ペアよりも単一の導体の束、あるいは一括接続できるリボン・ケーブルの使用を好む。 そのような導体は劣った EMC 性能 (「内部」と「外部」の EMC の双方について) を持つが、 それらはそれらが持ち得る最良の EMC 性能を得るように設計できる。 これはフィルタとシールドの要求を緩和することによって製品のコストの低減を助け、 また設計のやり直しの回数を減らすことによって遅延の回避を助ける。
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| Figure 2L: ワイヤの束とフラット・ケーブルの改善 |
リボン・ケーブルの EMC 性能は、帰路導体の追加によって、目に見えて向上し得る。 それぞれの信号や電力の導体はそれに隣接する少なくとも１つの帰路導体を持つべきであるので、 最小限の実施方法は、Figure 2L に示すような、 帰路、信号、信号、帰路、信号、信号、帰路、... である。 だが、最良の実施方法は、これも Figure 2L に示すような、 帰路、信号、帰路、信号、帰路、信号、... である。 リボン・ケーブルの最も外側の２つの導体を信号や電力ではなく帰路にすることも 助けとなり得る。 電力導体は、それが信号であるかのように扱う。
正しく整合したインピーダンス制御伝送線路を用いて実現された
シールドされていないワイヤやケーブルは、
同一のワイヤが他の方法で達成できるよりも遥かに良い EMC 性能を持つであろう。
これは、その正しく整合した抵抗性終端がその端での反射を著しく低減し、
それを非常に効率の良くない偶発的アンテナとするためである。
その (不整合の) 導体の共振周波数において、
整合によるエミッションの低減は、40dB に達し得る。
伝送線路は、この記事の後半で述べる。
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| Figure 2M: シールドなしコネクタ内のピン割り当て |
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| Figure 2N: 信号と電力を運ぶシールドなし 10芯コネクタの例 |
他に管理されていないワイヤの束 (Figure 2L 参照) の場合、 追加の帰路導体に割り当てられたピンは、 帰路用のピンから離れすぎた信号や電源のピンがないように、 コネクタ全体に間隔を置いて配置されるべきである。 一括接続コネクタと共に用いられるフラット・ケーブル・コネクタについては、 その帰路ピンの割り当てはそのケーブルでの割り当てに自ずと従う。 ツイスト・ペア導体については、その帰路ピンは往路ピンに最も近いピンでなければならない。 Figure 2M にその例を示す。
複数の導体が撚り合わされている場合
(例えばアナログ信号と、帰路としての +12V、-12V、及び 0V)、
その全てのピンは互いにできる限り近いべきである
―― Figure 2N にその例を示す。
製品の接地の目的は、 人の安全と設備の損傷に対する保護を確かとすることである。 安全接地に関して考慮すべき主な事項は、 典型的な電流が 10kA 以上となる、電源系の障害と雷である。
有効な接地として機能するためには、設備の接地構造は 関係する最大の周波数において低インピーダンスを持たねばならない。 伝統的な建築設備接地構造は、 単一接続点 (主接地端子、あるいはバー) に接続するための長い導体を用いる。 10m (40フィート) のワイヤは 16kHz でおおよそ 1Ω のインピーダンスを持つので、 そのような構造が通常は数 10kHz よりも上で EMC のために有効でないことがわかる。 Figure 2C は、10m のワイヤが 75kHz 程度よりも上で顕著な偶発的アンテナとして振る舞い始め、 そのような周波数よりも上では全く接地として働かなくなることも示す。
より高い周波数で何らかの有用な効果を得るためには、 メッシュ状の導電性接地構造が必要である； 例えば、1m のメッシュ寸法は、1MHz 程度まで、 低インピーダンスの接地構造を与える。 だが、伝統的な航空機、船、原油／ガス・プラットホームなどで典型的な 金属板の接地構造はメッシュよりもさらに良く、 数百 MHz まで低インピーダンスの接地を与える。
だが、唯一の有効な RF 接地は局所的なものであるので、 EMC のために使えるものとするためには、 設備内の低インピーダンスの接地構造は、 関係する最大の周波数における波長の 1/10 よりも、接地される製品に近いべきである。 良質の接地接続のためには、 製品は低インピーダンスのグランド構造のさらに近く、 波長の 1/100 以下にさえもすべきである。
我々の製品が意図されている設備に完璧な低インピーダンスの接地構造を持ち、 我々の製品がそれに充分に近いと仮定しても、 我々は依然としてその製品とその接地のあいだの接続を、 充分に低インピーダンスで、関係する周波数範囲で共振を持たないものとする必要がある。 例えば、板金の接地床上 10mm の、 絶縁された脚の上の 600mm 四方のキャビネットは、 そのキャビネットと床のあいだにおおよそ 0.4nF の浮遊容量を持つであろう。 それらを円形断面の 100mm のワイヤ、あるいは 150mm の編組ストラップで互いに接続すると そのインダクタンスはおおよそ 100nH となり、 25MHz 前後でその浮遊容量との並列共振を生じる ―― この周波数の前後で、 そのキャビネットと設備の接地のあいだに全く接続がなかった場合よりも、 EMC を悪化させる。 1GHz まで、あるいはそれよりも上で真に効果的な RF 接続は、 望ましくは複数の点における、そして理想的にはシーム半田付けやシーム溶接された、 直接的な金属と金属の接触である。
従って、製品の設備の接地への接続の EMC 効果は、 その接地構造がどのように実現されているか、 そしてそのインピーダンス対周波数特性に、 さらにそれに加えて製品とその接地のあいだの浮遊容量、 また製品とその接地のあいだの接続に関係するインダクタンスに依存する。
長い導体と一点接地を用いて構築された典型的な建築設備は、 数十 kHz よりも上では EMC 接地として役に立たない。 製品のシャーシに接続される複数の非常に短い導体や編組を持つメッシュ状のグランド構造は 数十 MHz まで効果的なものとでき、 製品のシャーシが複数の点で直接ボルト止めされた大面積の板金は 数百 MHz まで非常に効果的なものとできる。 これよりも正確に述べるためには、関係する構造と導体、 そして製品の形状と位置の詳細な分析が必要である。
良いシールド性能のためには、ケーブルのシールドと、そのコネクタやグランド、 そして任意のシールド・エンクロージャのシールドのあいだの電気的接続は、 いずれも隙間を持つべきではない。 これは、その電気的接続の周囲全周に 継ぎ目のない低インピーダンスの電気的接続があるべきことを意味する。 これは 360°シールド接続と呼ばれることがあり、 これはケーブル・シールドとコネクタ・シールドのあいだ、嵌合している２つのコネクタのあいだ、 そしてコネクタのシールドとそれが取り付けられる金属のシャーシや構造材のあいだにも適用される。
シールド・ケーブルを銅パイプでの配管として考えることは助けになり得る ―― もしその金属管やコネクタやグランドの 360°の表面、 あるいはその半田付けや金属圧縮継ぎ手に何らかの隙間があれば、 水が漏れるであろう。 水漏れを電磁界の漏洩に置き換えることで、有用なアナロジーが得られる。 その周波数が高くなれば、あるシールドの不完全性に対するフィールドの漏洩率も高くなるので、 高い周波数と高い水圧のあいだのアナロジーを行なえる。 だが、電磁界はシールドの不完全な部分からケーブルに侵入もするし、 漏水を防ぐゴムのワッシャに相当する電磁界のアナロジーはないので、 そのアナロジーを遠くまで押し進めることはできない。
その金属のシールド層は、理想的にはソリッドな金属で作られる。 これはケーブルを曲がらないものとするが、 これはケーブルが固定された経路に置かれる場合には受け入れることができ、 例えば製品はマイクロ波信号のための固定配線に しばしば「マイクロ波セミ・リジッド」ケーブルを用いる。
可撓シールド・ケーブルは、 シールドされる導体の周囲に巻かれたメタライズされたプラスチック・テープ (通常、「ホイル・シールド」と呼ばれる) か、 編組ワイヤ・チューブ (「編組シールド」) のいずれかを用いる。 複数のシールド ――典型的には互いに接触する２つの編組、あるいは編組とホイル―― も用いられている。 そのホイル・シールドは螺旋状に巻かれるので、 そのメタライズされた層は巻きのあいだで接触せず、 従ってホイルのそれぞれの巻きを隣のものと短絡させるために「ドレイン・ワイヤ」が用いられる。 編組とホイルのシールド・ケーブルにおいては、 ホイルの巻きを互いにより良く接続させることになるため、 編組がプラスチック・ホイルのメタライズされた側にあるのが最良である。
全ての可撓シールド・ケーブルは、ソリッドな金属のシールドを用いていないため、 「漏洩」問題を持つ。 可撓シールドにおけるこの不完全性は、関連する浮遊容量と浮遊インダクタンスを持ち、 これらの影響がある程度キャンセルされるように編組を「最適化」することが可能である。
それらの個々のシールドが互いに接触しない、 複数の絶縁されたシールドを持つ特殊なケーブル (例えば３重同軸) も入手できる。 より風変わりな (そして高価な) ものは、１つ以上の金属シールドと その導体の周囲に巻かれた１つ以上の高透磁率金属テープを組み合わせた、 「超遮蔽」可撓ケーブルである。
コネクタによっては、360°接続の代わりに、そのシールドの多点接続を用いる。 接続の数が増えればシールドは良くなり、全周での連続的な接続が最良となる。
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| Figure 2P: 表皮効果とケーブルとコネクタのシールドへのその影響 |
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| Figure 2Q: PC のリア・パネルにおける 0V プレーンとケーブル・シールドの接続の例 |
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| Figure 2R: 型抜きされた導電性ガスケットのいくつかの例 |
Figure 2P が示す外部表面電流はシールドの外部電磁環境との相互作用によって生じ、 それらは CM 電流である。 良いイミュニティのためには、それが内面に達する時に、 シールド材内のその電流密度が非常に低いことを確かとしなければならない。
これも Figure 2P に示されている内部表面電流は、 往路／帰路導体ツイスト・ペアの DM 信号や RF ノイズから漏洩する CM 電流によって引き起こされる。 低いエミッションのためには、それが外面に達する時に、 シールド材内のその電流密度が非常に低いことを確かとしなければならない。
シールドの内面はその相互接続のための理想的な低インピーダンス CM 帰路経路を作り、 そのシールドを DM 信号や RF ノイズが生じる 電子回路に接続することによってそのループを完成させることが重要である。 これは、Figure 2P に、PCB の基準面 (通常はアナログやデジタルの信号のための 0V プレーン) と シールド・コネクタが取り付けられたシャーシとのあいだの直接的な接続として示されている。 既に述べたように、電気的絶縁が必要な場合 (例えば、自動車向け応用やオフ・ライン主電源のために)、 その CM 電流経路は直接的な接続の代わりに直列コンデンサによって完成させることができる。
Figure 2Q は、2002年モデルの DELL パーソナル・コンピュータにおける、 コネクタ・シールド、エンクロージャ・シールド、そして PCB 0V プレーンのあいだの、 この直接的な接続の例を示す。 これは EMC、及び低コストの組み立てのための良い設計の例でもある： コネクタは他のコンポーネントと共に PCB 上に自動実装されて半田付けされ、 組み立てられた PCB はエンクロージャ内に置かれ、 型抜きされたガスケットが PCB コネクタと PC のエンクロージャ・シールドのあいだの 360°電気的接続を自動的に行なう。
Figure 2R は、まさに上で述べた用途、低組み立てコストと良い EMC を意図した、
型抜きされた導電性ガスケットのいくつかの例を示す。
また、同軸ケーブルにおいては、外部 CM 電流の拡散に伴う シールドの内面の電流密度は DM 信号の帰路経路と直列にノイズ電圧を加え、 これは所望の信号の往路経路にノイズ電圧を加えるのと同一である。 従って、イミュニティのためにも、同軸ケーブルはツイスト・ペア上の同一のシールドほど良くない。
ソリッドで厚い金属のシールドを持つ同軸ケーブルは、 エミッションとイミュニティの双方について非常に良い EMC 性能を持つが、 それらは柔軟ではないので一般的には使われていない。 二層シールドや、「超遮蔽」などのその他のテクニックを用いて良い EMC 性能を達成する、 数種類の可撓同軸ケーブルがあるが、かなり高いものとなる。 従って、良い EMC を低コストで必要とする場合には、同軸ケーブルは好まれない ―― シールドされたツイスト・ペアの方が良い。
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| Figure 2S: いくつかの種類の同軸ケーブルの ZT |
ZT と SE を関係付ける式の１つは、 L をメートルでのケーブルの長さ、ZT を Ω/m として：
SE = 36 - 20 log10L - 20 log10ZTだが、SE の定義と測定法の多様性のため、 この単純な式は実際に測定される SE を予測しないかも知れない。
Figure 2S は、Def Stan 59-41 Part 7/1 Annex A の Figure A2 からの、 いくつかの種類の同軸ケーブルに対する試験結果を示す。 シールドされたツイスト・ペアは、 同一の設計のシールドの同軸ケーブルよりも有意に低い ZT (高い SE) を持つものと思われる。
Figure 2S が示すように、より低いシールド抵抗 (シールド内のより多くの金属) は ZT を低減し、従って 1MHz よりも下で SE を向上させる。 1MHz よりも上では、全ての可撓シールド・ケーブルが、 通常は 1MHz から 100MHz のあいだのどこかの周波数よりも上で その ZT を増加させる (SE を低下させる)、 「漏洩」に影響されることが明らかである。 より高価なタイプのものを除き、「超遮蔽」ケーブルでさえもこの挙動を示す。 [9] には、様々なケーブルの SE と ZT に関するより多くの情報がある。
だが、ソリッドな金属のシールドを持つケーブル
(例えば、マイクロ波「セミ・リジッド」、
そして全ての継目と両端で 360°接続されたソリッドな金属の円筒コンジット) は
周波数の上昇に伴って持続的に低下する ZT を持つ。
これは、ソリッドな金属のシールドでは表皮効果が完全に働き得くことができ、
内部 CM 表面電流を内部に、そして外部 CM 表面電流を外部に保持するためである。
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| Figure 2T: シールドされた丸型コネクタの例 |
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| Figure 2U: D コネクタのバックシェル内での 360°ケーブル・シールド終端の例 |
Figure 2U は、安価なメタライズド・プラスチック D 型シールド・コネクタの例を示す。 そのようなコネクタには様々な種類のものがある ―― このタイプは、シールドをコネクタのバックシェルのメタライズされた表面に接続するために、 金属の「鞍型クランプ」を用いる。 そのバックシェルはコネクタ自身の金属の本体に複数の点で接触し、 そのソケット部品の複数のディンプルが相手側のコネクタに複数の点で接触する。 そのようなコネクタは、 高水準の SE のためにも、また 1GHz 以上の周波数のいずれのためにも、 Figure 2T に示す正しい 360°シールド接続ほど良くはないものの、 それほど厳しくない要求のためには充分なことも多い。
鞍型クランプは 360°シールド接続の近似であり、 組み立て中に編組シールドを全く乱さないという顕著な利点を持つ。 そのシールドを加工する (例えばスプリングやクランプで固定するためにほぐしてピッグテールの形にする) 必要がある、あるいはドレイン・ワイヤへの接続に依存するいかなるコネクタやケーブルも、 非常に良い EMC 性能を与えることはないであろう。
Figure 2T と 2U は編組ケーブル・シールドが使用されているのを示す。
ホイル被覆ケーブルを使用することができるが、
導電性 O リングや鞍型クランプがその全周で良い接続を行なうように、
そのプラスチック・ホイルのメタライズされた表面はそのホイル被覆の外側になければならない。
メタライズされた表面がプラスチック・ホイルの内側にあるケーブル
(おそらくドレイン・ワイヤもホイル被覆の内側にある) は、
そのシールド面への良い 360°接続を達成することが不可能であるため、
高い周波数で良い EMC を達成するために用いるのは難しい。
メタライズされた側 (そしてドレイン・ワイヤも) がホイルの内側にある
ホイル・シールド・ケーブルを用いる場合、
その EMC 性能は最良ではなく、作業の質に依存して顕著に変わり得る。
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| Figure 2V: いくつかの 360°シールド接続ケーブル・グランド |
Figure 2V は、上で述べた２つの例よりも安く購入できるであろうが、 組み立てる前にケーブル・シールドを切断してプラスチックや金属の部品の周囲に拡げるための 慎重な作業を必要とする、Hummel のシールド・グランドの例を含む。 このタイプのグランド (あるいはコネクタ内の類似のシールド終端方法) の EMC 性能は、 ホイル被覆ケーブルが用いられる場合には殊に、作業の質に依存し、 またそのグランドを通してシールドを (その内部表面電流と共に) PCB まで引くことができない。
Figure 2V は、Holland Shielding Systems の一括シールド終端システムの例も示す。 本質的には、これはある種のクランプの中に２本の導電性ソフト・ガスケットを配置したものである ―― ケーブル・シールドが露出させられ、ガスケットの一方の上に置かれ、 プラスチックの結束具や何らかの適当な方法で保持される。 全てのケーブルが置かれた時、それら全ての上にもう１つの導電性ガスケットがクランプされ、 そのソフト・ガスケットの変形が 360°に近いシールド接続を確かとする。 勿論、この手法はケーブルが金属編組や外部がメタライズされたホイルを用いている場合にのみ機能する。
電気／電子制御盤、キャビネット、あるいはキュービクルに
類似のシールド終端システムを含めるように設計するのはどの機構技術者にとっても非常に容易であるが、
パネル、キャビネット、あるいはキュービクルの壁への 360°シールド接続を達成するのはもう少し難しい。
最良の EMC 性能が必要ではない場合、360°接続は必要ではないかも知れないが、
後で述べるように、ケーブル・シールドを金属同士で接続し、
ピッグ・テールを使用しないことは、常に非常に重要である。
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| Figure 2W: シールド・キャビネットに入るシールド・ケーブル |
良い SE が維持されることを確かとするために、 その高導電性の金属の、メタライズされた、あるいは滅金された表面は、 その一生にわたって酸化やその他の表面影響に耐えなければならない。 これが、素地のアルミニウムが好まれない理由である ―― アルミニウムは非常に反応性が高く、常に時とともに厚くなる酸化アルミニウムの被膜を形成する。 酸化アルミニウムは非常に硬い物質であり、 下の導電性の金属まで突破するためには高い接触圧を必要とし、 素地や陽極処理されたアルミニウムをシールド・エンクロージャのために悪い選択とする。
もう１つの重要な点は、そのエンクロージャのために使用される金属や滅金は、 コネクタやグランドの本体の金属や滅金と、そして使用される全ての導電性ガスケットと、 電気的にコンパチブルでなければならないことである。 これは、製品の一生のあいだの不可避な金属の腐食が、 EMC 性能を過度に低下させないことを確かとすることを助けるためである。 EMC ガスケットの良い製造業者は、 金属とガスケットの選択において必要な自信を与えるための加速寿命試験結果を含む、 腐食を最小限とするために必要な全ての支援を与えるであろう。
EMC 要求がそれほど高くない場合には、コネクタ、グランド、
そしてそれらが取り付けられるシャーシの金属同士の接続で充分かも知れない。
だが、高水準の SE が必要な場合、あるいは 300MHz を超える周波数をシールドする場合には、
ケーブル・シールドとエンクロージャ・シールドのあいだを 360°終端に近付け、
あるいはそれを達成するために、
複数の点での接続、及び／もしくは導電性ガスケットが必要となるであろう。
ガスケットの使用を避けられることを望む場合には、
それが必要であることがわかった時にプロジェクトを遅延させないように、
その設計はそれを使用できるようにしておくべきである。
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| Figure 2X: シールド・エンクロージャの相互接続 |
ある種のシールド・コネクタ (例えば BNC) は、整合伝送線路相互接続 (後述) での使用のために、
特性インピーダンスを選択して入手できる。
そのようなコネクタは同一に見えるかも知れないものの、
その異なる特性インピーダンスは、それらが内部的に異なる寸法を持つことを意味する。
従って、接触信頼性の問題、
あるいは嵌合したコネクタの一方もしくは双方への実際の損傷さえも引き起こし得るので、
所定のタイプのコネクタを用いる時には、インピーダンスを混在させないことが重要である。
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| Figure 2Y: コネクタの ZT へのピッグテールの影響の例 |
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| Figure 2Z: 理想的でないコネクタのためのガスケットのいくつかの例 |
残念ながら、過去にある種の産業界や応用領域で確立されたシールド終端プラクティスの多くは、 ケーブルの SE を維持しない。 例えば、ある種のコネクタやグランドは、シールドを、短いワイヤや撚り合わせた編組、 あるいはホイル・シールド・ケーブルのドレイン・ワイヤで接続することを必要とする。 そのようなシールド接続はしばしば「ピッグテール」と呼ばれ、 ケーブルの RF シールド性能を完全に損ない、 外部表面電流 (Figure 2P 参照) が内部の回路とデバイスに到達できるようにし (イミュニティの問題を引き起こす)、 また内部表面電流が外面に到達できるようにする (エミッションの問題を引き起こす)。
過去、ある種の産業においては、 それが運ぶことを意図している DM 信号に応じてケーブルを「低周波」と「RF」に分類し、 それぞれ片側 (通常はピッグテールを用いる) と両側でのシールド終端を適用する習慣があった。 だが、我々が自らのために創り出しているこの世界においては、 環境内の CM ノイズ、及び／もしくは RF ノイズは、 今は全てのケーブルを RF ケーブルとして扱い、 適切なシールド接続テクニックを用いる必要があることを意味する。
その接続を行なうために外側の金属シェルを用いるのでなく、 ケーブル・シールドを他方のケーブルのシールドやエンクロージャに接続するために コネクタ内のピンの１つを通して引くのが、 数十年にわたっていくつかの産業界の標準的なプラクティスとなってもいる。 これらのピンはケーブル・シールドをピッグテールとすることを必要とし、 またそれ自身がピッグテールの延長である。 [9] からとられた Figure 2Y が 25ピン・サブミニチュア D 型の例を用いて示すように、 どのような長さのピッグテールも RF におけるケーブル・シールドの性能を損なう。
伝統的なタイプのシールド・ケーブル・コネクタの一部は 製品のエンクロージャへの 360°接続を与えることもできず、より多くの EMC 問題を生じる。 Figure 2Z は、DIN や D 型のコネクタを現代的な機器で使用する際の 妥当な水準の SE の達成を助けるために開発されたいくつかのガスケットを示す。
製品はレガシーなシステムや設備との互換性を維持するために標準的なコネクタを使用する必要があるが、
これらのコネクタが 360°シールド終端を可能としない場合、それは良い EMC 性能の達成を妨げる。
典型的な例は、オーディオや専門家向けオーディオ産業における、
「phone」、「ジャック」、そして「XLR」コネクタの使用である。
この状況は、何十年も昔のタイプのコネクタのケーブルへの、
また嵌合するコネクタや金属エンクロージャへの正しい 360°シールド終端を可能とする
バージョンを設計して生産しているコネクタ製造業者によって、もっとも良く解決される。
古き XLR コネクタの場合、少なくとも１社の製造業者 (Neutrik) が
360°シールドを可能とするバージョンの生産を始めており、
デジタル信号のために適切であると宣伝されている。
実際には、それは伝統的な設計の XLR コネクタよりも、
マイクロホンや低電圧電力を含む、全ての種類の信号の EMC のために遥かに良い。
製品の基準面は、 そのケーブルが接続される電子ユニットや回路やデバイスを支え、あるいは内蔵する、 金属のフレーム、シャーシ、あるいはエンクロージャである。 産業用制御産業においては、それは産業用制御製品が取り付けられる金属のバックプレートかも知れない (これについてのより詳しいことは、[6] の第３部や [7] の第６章を参照)。 そのようなフレーム、シャーシ、あるいはエンクロージャは、 その CM 電流に対する低インピーダンス帰路経路を与え、エミッションの低減を助けるために、 その電子ユニットや回路の基準面 (例えばその PCB の 0V プレーン) に接続すべきである。
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| Figure 2AA: ケーブル・シールドの P クリップでの接続の例 |
過去 16年の私の EMC 試験の経験では、 製品が金属のエンクロージャとシールド・ケーブルを使っている場合、 もしそのケーブル・シールドがピッグテールを使っていれば、 そのコネクタにおけるシールド終端をシールドとシャーシのあいだの 直接的な金属同士の接続を達成するように変更することにより、 RF のエミッションやイミュニティの低い性能が通常は顕著に改善される。 もし 360°接続を達成できれば、その性能はさらに良くなる。
最近の例の１つで、長さ 2m のホイル・シールド・ケーブルのシールドが 長さ 25mm を超えるピッグテールによっておよそ 30MHz 以上で完全に台無しにされており、 エミッション試験への不合格を引き起こしていた。 そのシールド・ケーブルからのエミッションのみで そのユニット全体を適合試験に不合格とさせるのに充分であったが、 シールドのエンクロージャへの正しい 360°終端ではないものの、 そのピッグテールをケーブル・シールドをバックプレート基準面に直接クリップする 金属の鞍型クランプへ置き換えることで、 ケーブルのエミッションをその試験のノイズ・フロア以下とするのに充分なほど そのシールドの終端インピーダンスが低減された。
(興味深いことに、上の例に関係したケーブルは、
一般的なプログラマブル・ロジック・コントローラの
「無電圧」の入力と出力に接続されていた。
PLC の回路への電気的接続がないにもかかわらず、
その無電圧接点とそれに接続された導体は、
「クラス A」限度を超えさせるのに充分なレベルのノイズをピックアップし、
伝導し、そして再放射するのに充分な、
PBC の回路への浮遊容量と相互インダクタンスを持っていた。)
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| Figure 2AB: 複数のケーブル・シールドのシャーシへの接続の方法の例 |
一部の供給者の EMC 設置指示は、シールド・ケーブルを片側でのみ終端するように求める。 これは電子設計における悪い EMC プラクティスの兆候かも知れず、 その供給者の製品がその製品、機器、あるいはそれを用いた設備に EMC 問題を引き起こし得るという警告の可能性とみなすべきである。 一部の供給者が「グランド・ループ」ケーブル・シールド電流がそのケーブルを過熱させることを恐れて そのような設置指示を書いているということはフェアであるが、 この場合、[6] の第４部や [7] の第７章で述べられている、 IEC 61000-5-2 [11] の設置に関するグッド・プラクティス、 特に「平衡接地導体 (PEC)」テクニックの使用を推奨した方が良いであろう。
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| Figure 2AC: 供給者がケーブル・シールドを片側で接続するように主張する場合 |
Figure 2AC は、この問題を回避する方法の１つを示す
―― 絶縁された二重シールド・ケーブル (２つのシールドが互いに絶縁されている) の使用。
外側のシールドを両端で終端することで双方のエンクロージャの SE が維持され、
内側のシールドはそのデバイスの供給者の指示に従って終端できる。
さて、もしそのデバイスが仕様通りに働かないならば、
その供給者はその設置指示に従っていないと主張することはできない。
電子テスト・ベンチ上で、大抵は、低周波増幅回路の最良の信号対雑音比 (SNR) を、 DC 電源からの 0V、そして入力ケーブル・シールドを、 通常は最も敏感な増幅段の近くのどこかの回路上の単一の点で接続することによって得るのが、 最も容易で最小コストであるのに気付く。 実際のシステムや設備でこのタイプの設計に良い SNR を与えさせようとすることが、 一点接地と絶縁された DC 電源 (DC 電源絶縁は、いずれにしても安全上の理由で必要だが) のポリシーを生んだ。
主電源から給電されるそれぞれの製品は接地漏洩電流を生じ、 それぞれの製品は何らかの「スター・ポイント」共通接地接続に戻る それ自身の接地線 (不可避なインピーダンスを持つ) を持つので、 それぞれの製品のシャーシは、そのスター・ポイントに対して異なる「接地」電圧を持つ。 従って、もし何らかのシールドが両端で接続されれば、 その２つの製品のあいだの接地電位差がシールド ――勿論、これは最も敏感な電子回路の基準電圧に直接接続されていた―― に「グランド・ループ」電流を生じる。 この電流が RF 以外の増幅器で使用されていた 伝統的に高インピーダンスの 0V システムを通って流れると、 それはノイズ電圧を増加させて SNR を悪化させた。
すなわち、その「グランド・ループ電流」の亡霊は、 個々の PCB アセンブリのための最小コストのテスト・ベンチのソリューションを システムと設備の現実世界に押し付けようとする、最初の過ちによって作られたものであった。 時とともに、その過ちは、回路が最初から現実世界の接地電位差に対応できるように 正しく設計されていたときに要したであろうものよりも 少なくとも１桁 (ことによると２桁か３桁) 大きいコストを、産業界に負わせるようになった。 例えば、専門家向けオーディオ産業においては、 良くない電子設計の影響を弱めるために、しばしば高価な高性能絶変圧器が用いられている。
実際には、グランド・ループは、一点接地を用いたシングル・サイド信号の CM インピーダンス結合の問題である。 それは、良く設計されたシステムのシールドされた信号では、滅多に問題とならない [12]。
現代的な環境に関する不可避な事実の１つは、それが 時とともに振幅と周波数が高まる RF ノイズで酷く汚染されているということである。 だが、一点接地法のもう１つの問題は、 それが RF 電流を管理するために使用できないことである ―― その接地線は効果的となるためには高すぎるインピーダンスを持ち、 まさに Figure 2C で示すように偶発的アンテナとして振る舞い、 RF 電流が管理されない形で流れるようにさせ、干渉問題を引き起こす。 上で述べたように、RF シールドのための最良の接続は両端での 360°終端であり、 他のどのようなものも EM 性能を悪化させる。
片側のみで終端されたケーブル・シールドは、他のどのような導体とも同様、 Figure 2C に示すような偶発的アンテナであり、 ケーブルが波長の 1/6 よりも長くなる周波数においては全くシールドではない。 そして、シールドもフィルタもされていないケーブルが貫通するシールド・エンクロージャは、 もはやシールド・エンクロージャではない (Figure 2X を参照)。
現実世界の RF を管理するという選択肢はないので、２つの選択がある ―― フィルタ、あるいはシールド。 費用効果の良い設計は双方のテクニックを別々に、あるいは組み合わせて用いるが、 シールド・ケーブルが既に用いられている場合、通常は、 シールドを片側のみで終端する (そしてピッグテールを使用する) 「伝統的」なアプローチを そのケーブルに用いてその SE を無駄にする代わりに、 それが既に持つことのできる SE を発揮できるようにすることによって、最も良い費用効果が達成される。
効果的なシールドは勿論「グランド・ループ」を生じるであろうが、 これに対処する単純で比較的安価なテクニックがある。 最初は、シールドを常に製品のシャーシに接続することである ―― 製品の金属構造の低インピーダンスは、 その電流のほとんどを、敏感な回路から接地構造へとそらせるであろう。 この目的のためには、Figure 2P で示した 360°シールド終端法が理想的である。
次のステップは、異なったアイテムのシャーシのあいだにはノイジーな電位差があることを認識し、 それらを接続するために、Figure 2G に示したような、また [1] と [13] の第１部で述べたような、 平衡 (差動) 信号回路のみを用いることである。 電源周波数におけるその回路の同相信号除去比 (CMRR) が良くなれば、 シャーシ電位差によって生じるノイズも低くなるであろう。
良く設計された平衡信号回路においては、[14] で述べられている試験が示すように、 非常に低品質の不平衡ケーブルを用いたとしても、 また 50Hz 電流がケーブルを熱くするほど高かったとしても、 (CM である) 遮蔽電流は顕著な DM 信号を生じない。 ハム・ノイズを生じる DM 干渉の重要な原因は、 ケーブルの両側の機器の接地間電位差、そしてその送信と受信の回路の CMRR だけである。
ケーブル・シールド全てを両端で終端することは「メッシュ接地」 ([6]、[7]、及び [11] が Mesh-CBN ――メッシュ共通接続ネットワーク―― と呼ぶもの) を作り、そのような構造のメッシュ化が進むと、 接地電流のための潜在的な経路の数も増え、接地インピーダンスが下がる。 接地漏洩電流は主として機器間に接地電位差を生じさせるので、 Mesh-CBN のより低い接地インピーダンスは、より悪いものではなく、 より低いハム・ノイズとより良い SNR をもたらす。
もう１つの因習的な懸念は、ある種の高電力設備において、 あるいは雷雨や配電系統の障害によって引き起こされるサージに際して、 高レベルのシールド電流のためにケーブルへの損傷を生じるかも知れないというものである。 一般に、設備が安全の目的のために正しく接地接続されている時、 比較的高インピーダンスのケーブル・シールドを流れる電流は それを損傷させられるほど高くはならないであろう。 だが、ある種のレガシーな設備の接地構造は極めて粗末であり、 時にはケーブルはその両端の機器に共通する低インピーダンスの接地構造がないところを引かれる。 そのような場合、[11] で推奨されているように PEC を追加することは、 そのシールドを過電流損傷から保護し、 また雷雨に際しての両端の電子機器の過電圧損傷からの保護も助けるであろう ―― これについてより詳しくは、[15] を参照されたい。 ２つの独立した設備のあいだに PEC を引くときには、 一方の設備からそれを扱うことのできない他方の一部への 電源障害電流の注入を避けるために、注意を払うべきである。
非常に高性能の信号が必要な場合 (例えば専門家向けオーディオ)、 高 CMRR 平衡変圧器、あるいは高 CMRR 電子回路を用いて その CMRR を向上させることが必要かも知れない。 もう１つのテクニックは、[11] で推奨されているように、 ケーブル・シールドと並列に PEC を追加することである。 これは低周波シールド電流を著しく低減するであろうが、平衡相互接続については、 シールド電流はいずれにしても顕著なレベルのノイズを引き起こすことはできず、 PEC の主な利点はそのケーブルのそれぞれの端の製品のシャーシ間の 潜在的な電位差を低減することである ―― これを素早く実証できる簡単な試験については [14] を参照されたい。
ある種の産業は、例えば「75Ω」ビデオ (例えば放送スタジオにおける) のために、 非常に長い同軸ケーブルを用いる。 これらは、シングル・エンド信号を用いて 同軸ケーブルのシールドをその回路の 0V 基準に直接接続するという ビデオ設計者の伝統のため、グランド・ループ電流ノイズに極めて影響されやすい。 シングル・エンド信号は、それが最低のコストの電子回路を生むことから、 コンピュータ産業 ――例えばサーバー間のデータ接続のための―― においても一般的である。 だが、これは、既に述べたように最も敏感な回路の基準電圧に外部表面電流ノイズを注入するとともに、 機器間の接地電位差が信号の DM 帰路経路と直列に直接現れるようにもさせる。 シングル・エンド信号においては、「接地」帰路のいかなる電圧ノイズも、 それが信号導体に現れたのと全く同一の影響を持つ。
シングル・エンドの信号を、より良い平衡 (差動) 信号のテクニックに置き換えられない場合、 既に述べた、シールドを製品の基準面 に (Figure 2P に示すように、回路の 0V にも) 直接接続し [3]、[6]、[7]、[11]、[14]、及び [15] で述べられている Mesh-CBN と PEC のテクニックによって接地インピーダンスを低減することは、 良い EMC の達成を助けながらノイズを低減する非常に効果的な方法である。
専用のサーバー・ルームについては、 低インピーダンスのメッシュ接続された接地を作ることは正当化や達成が容易であり、 これはしばしばシステム基準電位面 (system reference potential plane; SRPP) や 「ボンディング・マット」と呼ばれる。 コンピュータ・ルームの対角間での接地電位差に関する 1970年代の IBM のガイドは 1.5V 程度であったが、 現代的なサーバー・ファームのためのガイドは数十マイクロ・ボルトを要求する。 だが、多くのビデオ・システムが競わなければならないレガシーな設備においては、 通常はメッシュ接地の達成は容易でない。 結果として、75Ω ビデオ産業は、 グランド・ループ遮断器、ハム遮断器、アンチ・ハム、そしてハム抑制変圧器と 様々に呼ばれるデバイスを使う必要があることに、しばしば気付く。 これらの一部は電源周波周波数に対して高い CM インピーダンスを生じるように最適化された CM チョークであり、一部は 75Ω 絶縁変圧器である。
この分析から、良い EMC の達成を助けるためにいずれにしてもそうすべきように、 極めて多数の「グランド・ループ」を持つことは、 回路を Figure 2P に示すようにそのケーブル・シールドが常にその製品や機器の基準面 (シャーシ、フレーム、バックプレート、金属エンクロージャなど) に直接接続するように設計する限り、 実際には相互接続内の電源ノイズのレベルを下げることがわかる。
勿論、その変圧器、送信器、そして受信器は、EMC を悪化させるべきではない。 残念ながら、絶縁変圧器を用いる時には、それがシールド経路に生じる切れ目のため、 そして RF においてそれらの巻線間容量が CM 電流のための優れた経路を与えるという事実のため、 この達成は容易ではない。
電源周波数における電気的絶縁の要求にもかかわらずシールド・ケーブルが用いられる時、 ケーブルの片側か両側、 あるいはケーブルに沿ったいくつかの点 (例えば絶縁変圧器が取り付けられる箇所) で、 ケーブル・シールド上の必要なギャップを横切ってブリッジするためにコンデンサを使用できるかも知れない。 これらのコンデンサは、サージやその他のトランジェントによって数千ボルトになり得る、 その生涯にわたって曝されるであろう最大電圧に対する定格を持つべきであり、 多くの場合、おそらくは電源周波数における漏洩電流を制限するために最大値の制限とともに、 安全上の定格を持つ (望ましくは安全認証を受けた) タイプであることも必要となるであろう。 だが、特別な同軸状や環状のコンデンサ、あるいは複数のコンデンサの放射状の列が用いられない限り、 そのようなシールド接続コンデンサはケーブルの RF シールド性能を悪化させるであろう。
ねじ込み式のバックシェルのコネクタ (例えば N 型) は そのような用途での使用に最も適したコネクタであり、 追加の注意点には、非磁性材料で作られ、ホワイト・ブロンズや銀で滅金された、 圧着よりも半田付けのものを使用することが含まれる。 組み立ての際に、使用されるコネクタが傷付いておらず、 清浄であることを確認することも重要である。
だが、ほとんど全ての現代的な製品と機器はデジタル処理、 及び／もしくはスイッチ・モード電力変換を含み、 直接的な結果として、その電力や信号の全ての相互接続は CM RF ノイズを含む。 組み立てが良くない、あるいは低品質のコネクタやグランドでのこのノイズの漏洩は、 安価な携帯型スペクトラム・アナライザと手作りの近接プローブを用いて、 それほどスキルを要さずに、非常に容易に、また非常に素早く検出できる。
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| Figure 2AD: ３種類の携帯型スペクトラム・アナライザと、２つの手作りの近傍界プローブ |
コネクタやグランドの確認には、スペクトラム・アナライザを最も高感度に、 また CM RF ノイズの周波数範囲 (不明の場合、1MHz〜1GHz を掃引する) を繰り返して掃引するように設定することが必要である。 その後、近接プローブをコネクタやグランドの表面の近くに保持すれば、 スペクトラムの１回の掃引、典型的には数秒のあいだに、何らかの漏洩が明らかになるであろう。 正しく 360°接続されたケーブル・シールドはこの試験では全く漏洩を示さないが、 ピッグテール (例えば) は漏洩を示す。
近接プローブはその環境の外来電磁界に対してそれほど敏感ではないが、 金属のシャーシやエンクロージャの近くに保持した時には、 ある程度のノイズをピックアップするかも知れない。 従って、スペクトラム・アナライザの管面に表示されたノイズのどれが外来で、 どれがシールドの不完全性によるものなのを学ぶ必要がある ―― だが、これは困難ではない。
この近接プローブ試験は、勿論、大きな問題を明らかにするための 手早く、雑で、安上がりな試験ではあるが、非常に有用である。 それは、規制適合性を維持し、保証コストを低く保つことを助けるための、 連続生産中の製品の確認のために使用できる ―― そして、それは、フィルタ接続やエンクロージャ・シールド ([1] の第３部と第４部、あるいはこのシリーズの第３部と第４部を参照) などの、作業上の他の側面を素早く確認するためにも使用できる。 それは、正しく組み立てられたコネクタやグランドが 酸化、腐食、あるいは誤使用によって劣化していないかどうかを確認するために、 製品の生涯を通して時々使用することもできる。
近接プローブと携帯型スペクトラム・アナライザのもう１つの用途は、検収における、 IC や複雑なサブ・アセンブリ (コンピュータ・カードやスイッチング電源のような) の 「RF シグネチャ」の確認のためのものである。 これは、「悪い」、あるいは偽造の部品が 製品に組み込まれないことを確かとすることを助ける手続きの有用な部分となり得る ―― だが、これはこのシリーズの範囲を超える。
勿論、組み立てられたシールド・ケーブル、コネクタ、そしてグランドに対して、
より綿密な試験
――しばしば、そのシールド性能をより正確に、
そして外来ノイズのより良い除去のもとで分析するために、
トラッキング信号発生器と電圧／電流ノイズをケーブルに結合させるための適切な結合デバイス、
そしてスペクトラム・アナライザに接続された適切な電流／電圧プローブを用いた――
を実施することも可能である。
Z0 = √( L / C)
ここで、C は単位長あたりの静電容量 (例えば F/m)、 そして L は単位長あたりのインダクタンス (例えば H/m) である。
導体に関係する浮遊インダクタンス／キャパシタンスは、 その往路／帰路電流経路の金属構造のジオメトリ、 導体の周囲を埋める媒質の比誘電率と比透磁率、 そして他の導体や導電性の物体や表面との近さに依存する。
通常の配線、ケーブル、そしてコネクタにおいては、 その浮遊インダクタンス／キャパシタンスは意図的には管理されていないので、 その Z0 はその相互接続に沿った場所によって変わるであろう。 RF の信号やノイズや Z0 が変わると反射を生じ、 SI の悪化 (例えばより閉じたアイ・パターン)、エミッションの増加、 そして外部の電界、磁界、あるいは電磁界からのピックアップの増加を生じる。 Z0 が変化する２つの点のあいだの距離が波長の 1/4 や 1/2 (それぞれの端での Z0 の変化のタイプに依存する) であるとき、 相互接続のその部分は共振し、 その共振は SI、エミッション、そしてイミュニティに対する影響を著しく増大させる。 最大のインピーダンス変化は、通常は導体の両端 ――導体の Z0 と信号源、及び／もしくは負荷のあいだの大きな不整合がある―― で生じ、ケーブルの全長を共振させる。 これを知ることは、問題を引き起こしているケーブルの同定を助けるために、 ピーク・エミッションや最悪のイミュニティの周波数をケーブル長に関係付けられるようにし得るので、 EMC 障害調査に際して助けとなり得る。
だが、相互接続の Z0 が、信号源から負荷まで、 その全長にわたって同一の値に近く維持されるように制御されている時、 SI、エミッション、そしてイミュニティへの影響は低減される。 これは「インピーダンス制御伝送線路設計」と呼ばれ、SI と EMC のために多くの利益を持つ。 インピーダンス制御伝送線路は、信号源やノイズ源のインピーダンスが、 相互接続ケーブルの特性インピーダンスと、 そして負荷のインピーダンスと良く整合していることを必要とすることに注意することが重要である。 その経路に沿った全ての継目やコネクタも、良く整合した特性インピーダンスを持たなければならない。
良く整合した伝送線路は最小の共振効果を呈し、 他の全ての種類の導電性相互接続に「偶発的アンテナ」問題を引き起こす 特定の周波数における共振ゲインを避ける。 伝送線路は、シールドされていない、あるいはシールドされたケーブルを用いることができるが、 通常はシールドされたもの (理想的にはシールドされたツイスト・ペア) は エミッションとイミュニティの双方について著しく良い EM 性能を提供する。
ある種のケーブル構成トポロジーは、 鋭すぎる角度で曲げられ、潰され、あるいは金属の物体の近くを引かれた時に、 他のものよりもその延長に沿った Z0 の変化を生じやすい。
オシロスコープは、共振が、デジタル回路の誤動作、例えばダブル・クロックを生じ得る、 オーバーシュート、アンダーシュート、そしてその他の波形歪みを生じることを示す。 ネットワーク・アナライザは、それが平坦でない周波数応答 (一部の周波数が減衰、他が増幅となる) を生じることを示す。
EMC の観点からは、共振と定在波は、導体に効率的なアンテナのように振る舞わせ、 エミッションを増大させる。 そのような非意図的なアンテナは、その環境の EM フィールドをピックアップして それが運ぶ信号中の伝導性ノイズに変換するためにも良く、イミュニティを悪化させる。
関係する最大の周波数における波長の 1/7 よりも導体長が短い場合、 それは「電気的に短い」と呼ばれ、Z0 は通常は SI のために重要ではないとみなされる。 例えば、20MHz で繰り返されるデジタル信号が 回路の機能のために充分に矩形であるために 5次 (100MHz) までの高調波を必要とし、 より高い高調波はそれが SI と EMC の問題を引き起こさないようにフィルタされていると仮定しよう。 100MHz の空気中での波長は 3×108 / 100×106 = 3m であるが、 ケーブル絶縁の誘電率は単位長あたりの静電容量を増やして伝搬速度を下げるので、 ケーブル内での 100MHz の波長は 2m と推定する方が実際的である。 この 1/7 は 285mm であるので、これよりも長いケーブルは この 20MHz デジタル信号のために「電気的に長い」ものとなり、 SI のために充分に正確な波形を維持するために整合伝送線路テクニックを使用すべきである。
だが、Figure 2C に示すように、「関係する最大の周波数における波長の 1/7」のガイドラインは、 依然として 100MHz において比較的効率的な偶発的アンテナの導体をもたらす。 良い EMC のためには、整合伝送線路テクニックは、 波長の 1/28 (上の例では 71mm) よりも長いケーブルについて、 そして必要な EMC 性能によってはさらに短い場合であっても、使用すべきである。
デジタル回路設計者は周波数ドメインよりも時間ドメインで作業する傾向があるので、 上の「関係する最大の周波数における波長の 1/7」のガイドラインの彼らのバージョンは、 信号エッジがその信号源から最も遠い受信器まで伝搬する時間が その立ち上がり／立ち下がり時間の半分を超える時に導体が「電気的に長い」と言うものとなる。 SI 専門家の一部 (例えば Dr Howard Johnson) は、 その代わりに立ち上がり／立ち下がり時間の 1/3 を用いる。 上と同様、これらの立ち上がり時間の 1/2 や 1/3 のガイドは SI のためのみのものである ―― 良い EMC のためには、整合伝送線路テクニックは、 その立ち上がり／立ち下がり時間のおおよそ 1/8 よりも長い伝搬時間のケーブルについて、 そして必要な EMC 性能によってはさらに短い場合であっても、使用すべきである。
だが、立ち上がり／立ち下がり時間に基づくこれらのガイドは、 その仮定が理解されていなければ、問題をもたらし得る。 例えば、使用する立ち上がり／立ち下がり時間は、データブックの仕様ではなく、 実際のものであるべきである。 デバイスのデータは立ち上がり／立ち下がり時間を最大値としてのみ与える； 従って、半導体製造業者は、新しいシリコン・チップ生産プロセスの費用効果が良くなった時に、 そのシリコン・ダイを縮小できる。 縮小されたシリコン・デバイスはより早くスイッチするが、 データブックには最大値のみが書かれているので再発行されず、 実際に出会うであろうスイッチング速度について誤った印象を与える。
例えば、1980年代に HCMOS デバイスが最初に入手可能となった時、 そのスイッチング速度は 5ns 前後であり、 60MHz 程度以上での SI と EMC の問題は稀であった。 だが、1980年代と同一の部品番号とパッケージ・スタイルの HCMOS デバイスを今購入すると、 少なくとも 800MHz まで SI と EMC の問題を持ち得る、 0.4ns 程度の立ち上がり／立ち下がり時間を暗示する、 非常に小さいシリコン・ダイを入手することになる。
従って、整合伝送線路テクニックが必要かどうかを決めるために 立ち上がり／立ち下がり時間に基づくルールを用いる時には、 少なくとも 5GHz の帯域幅を持つオシロスコープとプローブを用いて測定した、 実際の立ち上がり／立ち下がり時間を知る必要がある。 その代わりに、IC が発生するノイズを関係する最大の周波数まで スペクトラム・アナライザと小さい近接プローブを用いて測定し、 波長に基づくガイドラインを代わりに用いることができる。
立ち上がり／立ち下がり時間に基づくガイドにおけるもう１つの仮定は、 ケーブルの伝搬時間がケーブルの速度係数データから得られるというものであるが、 これは二点間相互についてのみ正しい。 ケーブルの延長に沿って複数のデバイスがある場合、 コネクタやデバイス入力の容量性負荷はケーブルに沿った伝搬速度を ケーブルのみで達成されるものよりも遅くする。
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| Figure 2AE: 古典的伝送線路終端の例 |
伝統的、あるいは「両端」伝送線路整合
Figure 2AE に示すように、 伝統的な伝送線路を整合抵抗が両端 ――信号源とその最後の負荷―― で終端する。 これは理想的で、時には必要なテクニックであり、 しばしば製品間の長いケーブル、そして製品内の RF 信号のために用いられる。
だが、伝統的整合は受信電圧を半分にするので、 必要となるであろう余計な増幅のコストを節約するため、 これまでは通常は製品内のデジタル回路通信のためには用いられなかった。 だが、並列バスを高速で動作する非同期シリアル相互接続に置き換える現在のトレンドは、 伝統的な終端をより一般的なものとする。 LVDS レシーバの一部は高い感度を持ち、 伝統的な線路終端によって半分になった信号で全く問題なく機能する。
通常の TTL や CMOS の「グルー・ロジック」デバイスがそうであるように、 ハイとローの出力状態で信号源インピーダンスの値が異なるドライバを用いる時は、 ドライバ端で正確な線路整合を達成することは困難となり得る。 正確な線路整合、従って良い SI と改善された EMC のためには、 ハイとローのいずれに駆動している時も同一の、低インピーダンス出力 (Z0 よりも低い) を持つ、 伝送線路駆動のために設計されたドライバが必要である。
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| Figure 2AF: 直列 (信号源) 伝送線路整合 |
伝統的伝送線路終端の使用によって信号電圧の半分を失うことを避けるために、 同一の製品内で TTL や CMOS デバイスを用いてやりとりされるほとんどのデジタル信号は、 低インピーダンスのドライバと高インピーダンスの負荷を、 片側のみで終端抵抗によって終端された伝送線路とともに用いる。 それぞれが上で述べた伝統的終端法の一方の終端のみを用いる、 「直列」、及び「シャント」と呼ばれる、２つの基本的な手法がある。
直列 (信号源) 終端は、Figure 2AF に示すように、ドライバ側のみの整合抵抗を用いる。 ドライバによってその線路に発射された信号は直列抵抗によって減衰させられ、 その振幅の 50% で線路を進行する。 最終的に、それは不整合の高インピーダンスの負荷で同相で反射され、 その反射された信号は線路を逆行し、その途中で入射信号に加算され、 そうあるように所望の 100% 振幅を生じる。 反射信号のエッジが信号源の整合抵抗に達する時、 それはその整合抵抗によって完全に吸収され、それ以上の反射を生じない。 この 100% 振幅を作る上での負荷での信号反射への依存が、 これが「反射波スイッチング」としても知られている理由である。
直列終端は、その遠端に単一の負荷デバイスを持つ線路、 しばしば二点間相互接続と呼ばれるものに、最も適切である。 線路に沿って他の負荷が存在する時、それらは「反射波スイッチング」を、 進行波が 50% の振幅で通過し、 しばらくしてから反射波がそれを 100% 振幅に到達させるものとして見る。 ダブル・クロックを避けるために、 直列終端線路に沿ったデバイスの応答を遅くする必要があるかも知れない。
直列終端は非常に僅かな電力を消費し、
(上の伝統的な終端と同様) 正確な線路整合 (従って良い SI と改善された EMC) のためには
ハイとローのいずれに駆動している時も同一の、低インピーダンス出力 (Z0 よりも低い)
を持つドライバが必要となる。
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| Figure 2AG: シャント、並列、あるいは負荷伝送線路整合 |
Figure 2AG は 0V プレーンに接続された整合抵抗を示すが、 ロジック・ファミリーによっては別の基準電圧を用いる (例えば ECL は正の電源レールを用いる)。 並列終端における問題は、負荷抵抗での高い損失と、 ある種のドライバにとっては高すぎるかも知れないドライバ DC 電流要求を含む。
Figure 2AG は RC 終端 ――並列終端の電力消費と DC 負荷問題を低減する試み―― も示す。
それは典型的には 10〜620pF のあいだの値のコンデンサを用い、
線路を高周波 (例えばデジタル信号が状態を変える時) においてのみ整合させる。
正しいコンデンサの値
――これは伝送線路の長さと予期されるデータのタイプに依存する――
を選択するために、いくらかの注意が必要である。
その RC 時定数は、負荷がかけられた伝送線路の伝搬遅延時間の２倍よりも大きくなければならない。
そして、単純な抵抗並列終端と比較しての電力消費の節約を達成するためには、
その RC 時定数はデータ周期よりも短くなければならない。
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| Figure 2AH: テブナン伝送線路整合 |
シャント線路終端の代替タイプの１つは、 電力消費とドライバの DC 負荷の低減を目的とした、 Figure 2AH に示す「テブナン」と呼ばれるものである。 それは、電力消費とドライバの DC 電流負荷を最小限とするために、 その並列抵抗が Z0 と等しくなり、また線路からの接続が断たれた時に データの平均線路電圧と等しい直流電圧をその接合点に与えるように設計された抵抗値を用いる。 もう１つの設計上の課題は、 駆動されていない時 (例えばトライステート状態のドライバや線路の切断)、 レシーバの入力は論理 0 と 1 のいずれかの所定の電圧を持つべきことである ―― 残念ながら、これは往々にして最小電力消費の達成を妨げる。
テブナン終端は、レシーバにおける良いスイッチング波形の達成を助けるため、 「弱い」ドライバ (通常の TTL / CMOS グルー・ロジックのような)、 そして長い線路のために非常に有用である。 正の電源レールは関係する最大の周波数において非常に低いインピーダンスを必要とし、 従っておそらくは少なくとも近傍にデカップリング・コンデンサを持つ必要がある (Figure 2AH には示されていない) ことに注意されたい。
複数のコンポーネント製造業者 (例えば California Micro Devices) から、
通常は 1GHz 以上まで良い特性を持つ超小型表面実装パッケージの８回路以上のアレーとして、
プロプリエタリのテブナン終端や RC 終端のデバイスが入手可能である。
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| Figure 2AJ: アクティブ伝送線路整合 |
「アクティブ終端」は、 整合抵抗を 0V プレーンの代わりにバイアス電圧に接続するシャント終端法である。 整合抵抗がバイアス電圧レールに接続される箇所において、 関係する最大の周波数におけるそのインピーダンスは非常に低くなければならない。 そのバイアス電圧源は、電流のシンクと同様、ソースも行なえなければならない。
その主な目的は、電力消費を最小限とし、かつ／もしくは ドライバから得ることができるプルアップとプルダウンの電流に合うように、 バイアス電圧をデジタル信号の平均電圧に設定することである。 だが (上記のテブナン線路整合と同様)、 線路が駆動されていない時 (例えばトライステート状態のドライバや線路の切断) に レシーバの入力が論理 0 と 1 のいずれかの所定の電圧を持つように、 バイアスを異なった電圧に設定する必要があるかも知れない ―― だが、これは最小電力消費の達成を妨げ得る。
アクティブ線路整合はテブナン終端を達成する別の方法であり、
レシーバにおける良いスイッチング波形の達成を助けるため、
「弱い」ドライバ (通常の TTL / CMOS グルー・ロジックのような)、
そして長い線路のために非常に有用である。
だが、そのバイアス電圧発生器が必要な時にのみ最大電流を消費するようにクラス AB モードで動作すれば、
それは電気的に等価なテブナン終端よりも電力消費を低減し得る。
「ダイオード終端」
これは伝送線路整合テクニックでは全くないが、混乱を避けるためにここで述べておく。 それは、電源レールを超える信号のオーバーシュートやアンダーシュートに伴う、 デバイスの損傷やラッチアップの防止を助ける。 それは、ESD や高速トランジェント・バーストのような過渡妨害に伴う損傷の防止も助ける。 だが、それは SI のためにはあまり利益がなく、EMC のためには利益がない。
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| Figure 2AK: 差動伝送線路のいくつかの例 |
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| Figure 2AL: 差動伝送線路整合のいくつかの例 |
だが、差動伝送線路はいくつかの異なる Z0 を持つ：
実際の差動信号は完璧に平衡した出力信号を持つことはないので、 上の３つのモード全てが信号を見ることになる。 SI のためには通常は平衡 Z0 のインピーダンスを整合させれば充分であるが、 EMC の向上を助けるためには いずれのモードも定在波共振を生じないようにそれぞれを正しく終端すべきである。
例えばシールドなしツイスト・ペア (UTP) ケーブルを用いた Ethernet のように、
往々にして送信側と受信側のあいだに共通基準接続がないことから、
DM Z0 のみが整合した差動伝送線路を見るのが普通である。
そのような伝送線路は、CM 電流を減らして EMC 性能を向上させるために、
通常は送信側に CM チョークを必要とする。
伝送線路を PCB 上に取り付けられた抵抗で終端する時には、 考慮すべきいくつもの設計上の課題がある。 リード付き抵抗はそのリードのインダクタンスとエンド・キャップの浮遊容量の影響を受け、 しばしば 100MHz 以下の周波数に制限される。 表面実装抵抗 (MELF 型でないもの) は遥かに良く、 PCB トレースの引き回しが良好に行なわれていれば ([1] の第５部、あるいはこのシリーズの第５部を参照)、 通常の安価なタイプでさえも 1GHz 以上まで伝送線路を整合させられる。
より小さい表面実装パッケージ・スタイルは 通常は高い周波数において大きなものよりも良い性能を持つであろうし (例えば 0603 は 0805 よりも良いであろう)、 PCB 上のスペースの節約を助ける小型表面実装パッケージの抵抗アレーが 多数の供給者から 入手可能である。 数 GHz よりも上のマイクロ波周波数においては、インピーダンス制御パッケージの RF 抵抗、 及び／もしくは特別な組み立てテクニックが必要かも知れない。
PCB 供給者によっては、 PCB 内に挟み込まれた抵抗材の層を選択的にエッチングすることによって作られた、 埋め込みの終端抵抗を提供できる。
インピーダンス整合コネクタは RF 用途では普通であり、 我々は皆 50Ω BNC のような同軸型のものを見慣れている。 シールドされた伝送線路ケーブルとコネクタは、通常はEMC のためにより良い ――それがクロストークの低減によって SI の向上を助け、 またエンクロージャ・シールドやフィルタの必要性をなくすことを助け、 あるいは少なくともそれらの要求を低減することによってコストを節約する、 製品内においてさえも―― であろう。
上で述べたように、 一見同じタイプだが Z0 を選択できるコネクタは同一に見えるかも知れないが、 それらの異なる Z0 はそれらが異なる内部寸法を持つことを意味する。 従って、あるタイプのコネクタを使用する時、 これは接触信頼性の問題、あるいはそれらのピンの実際の損傷さえも引き起こし得るので、 Z0 を混ぜないことが重要である。
[1] Keith Armstrong, "Design Techniques for EMC",
UK EMC Journal, a 6-part series published bimonthly over the period February - December 1999.
An improved version of this original series is available via the
"Publications & Downloads" page at
http://www.cherryclough.com
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[2] The Institution of Electrical Engineers (IEE), Professional Network on Functional Safety, "EMC and Functional Safety Resource List", via the "Publications & Downloads" page at http://www.cherryclough.com
[3] The articles in the "EMC for Pro-Audio" section of the "Publications & Downloads" page at http://www.cherryclough.com
[4] Keith Armstrong, "Assessing an EM Environment", includes informative tables, an example of an initial questionnaire, guidance and useful references, available via the "Publications & Downloads" page at http://www.cherryclough.com
[5] Keith Armstrong, "Advanced PCB Design and Layout Techniques for EMC",
an 8-part series published in the EMC & Compliance Journal,
March 2004 - November 2005.
An improved version of this series is available via the
"Publications & Downloads" page at
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(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[6] Keith Armstrong, "EMC for Systems and Installations",
a 6-part series published in the EMC+Compliance Journal, January-December 2000,
also available via the "Publications & Downloads" page at
http://www.cherryclough.com
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[7] Tim Williams and Keith Armstrong, "EMC for Systems and Installations", Newnes 2000, ISBN 0 7506 4167 3, www.newnespress.com, RS Components Part No. 377-6463.
[8] Skin Depth formula and material properties: http://www.rfcafe.com/references/_spreadsheets/skin_depth_calc_ss.htm
[9] Lothar O (Bud) Hoeft, "Analysis of Electromagnetic Shielding of Cables and Connectors (keeping currents/voltages where they belong)", 2002 IEEE International Symposium on EMC, Minneapolis, www.emcinfo.se/ieee/protokoll/34/EMag_Shielding_of_Cables_and_Connectors
[10] John R Barnes, "Robust Electronic Design Reference Book, Volume I", Kluwer Academic Publishers, 2004, ISBN: 1-4020-7737-8
[11] IEC 61000-5-2:1997 "Electromagnetic Compatibility (EMC) - Part 5: Installation and Mitigation Guidelines - Section 2: Earthing and Cabling", http://www.iec.ch
[12] R H Entwistle, "Practical Experience of EMC Engineering in Avionics".
[13] Keith Armstrong, "Design Techniques for EMC, Part 0 - Introduction and Part 1
- Circuit Design and Choice of Components",
The EMC Journal, January 2006 pp 29-41, plus March 20906 pp 30-37.
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[14] Tony Waldron and Keith Armstrong, "Bonding Cable Shields at Both Ends to Reduce Noise",
EMC + Compliance Journal, May 2002, pages 14-27,
available from the "Publications & Downloads" page at
http://www.cherryclough.com
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
[15] Keith Armstrong, "The Benefits of Applying IEC 61000-5-2 to Cable Screen Bonding and Earthing", IEE seminar: "EMC - its nearly all about the cabling", Savoy Place, London, U.K., January 22nd 2003. The same paper was repeated by invitation at Euro-EMC 2004 in Eindhoven, The Netherlands. Available from the "Publications & Downloads" page at http://www.cherryclough.com
[16]Tim Williams and Keith Armstrong, "EMC Testing",
a 7-part series published in the February 2001 - March 2002,
available via the "Publications & Downloads" page at
http://www.cherryclough.com
(日本語版は http://t-sato.in.coocan.jp/compliance.html で閲覧可能)
これは、Keith Armstrong 氏が EMC+Compliance Journal 上で発表した文書を、 その許諾を得て 佐藤が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
2007-06-09