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翻訳: T. Sato
これらの６個の論文でカバーするテクニックは：
上のトピックのいずれについても１冊の教科書を書くことができる (そして多数書かれている) ので、 このジャーナルの論文の形ではさまざまな論点を示し、 ベスト・プラクティス・テクニックの最も重要な点を示す以上のことはできない。 この論文で述べるテクニックの多くは、 信号のインテグリティを向上させ、開発に際しての繰り返しを減らし、 また製造コストを削減するためにも重要である。
機械 ESD は絶縁された金属部品が絶縁材と擦り合わされ、 あるいはそれらの上を絶縁性の液体やガスが流れる時に発生する。 その金属部品は、それまでは帯電していなかった 近くの何かへのスパークによって放電して電位を等しくするまで摩擦帯電する。 このようにして作られるスパークは、特にその帯電した金属部品が大きく、 従って大量の電荷を蓄えることのできる大きな静電容量を持つ場合には、 非常に激しいものとなることがある。
備品 ESD は、椅子、机、キャビネットなどの金属製の備品 (あるいは備品の部品) が、 絶縁材との摩擦によって摩擦帯電させられた際に発生する。 これは、その備品がカーペットやプラスチックの床材の上を動かされ、 あるいは例えば人が椅子から立ち上がった場合のように 物質がそれと擦り合わされた際に発生する。
人体 ESD は、通常は歩行によって摩擦帯電した人々によって引き起こされる。 プラスチックの床材や合成繊維のカーペットなどの上の歩行は、 人体 ESD の一般的な原因である。 少数の人々は、その指からの 2.5kV 以下でのスパークに気付くことさえある。
ここで説明するテクニックの多くが適用できるであろうものの、 航空 ESD はここではカバーされない。
これらの3種類の ESD の全ては 半導体の製造や電子製品の組み立てにおいて非常に重要であり、 それらの領域ではそれらの3種類の ESD が利益を減らすことを防止するために 充分な配慮が為されている。 機械 ESD はプロセス制御オートメーションで大きな問題となることがある。 しかし、人体 ESD は EMC 指令の元に整合されている EMC 規格の中に見出すことのできる唯一の種類の ESD である。
ESD は主に3つの方法で EMC 問題を引き起こす：
いくつかの古い試験規格は 5ns の立ち上がり時間を持つに過ぎない 古いヒューマン・ボディー・モデルを用いており、 そのスペクトラムは 60MHz でロール・オフし始め、 そしてそれは EN 61000-4-2 試験のようにアグレッシブではない。 高速測定テクニックが改善されれば、実際の ESD 事象が 700ps よりも速い立ち上がり時間を持ち得ることがわかりそうである。
EN61000-4-2 (人体放電) の試験は、以下のものを含む：
試験電圧は、低い値から、 しばしば試験電圧の 25%、50%、75%、そして 100% の設定を用いて、 段階的に増加させられる。 これは、ESD 故障が、低い電圧で発生するが、 最大の試験レベルでは発生しないことがあるためである。 ESD 試験 (これは他の種類のトランジェントについても真である) の 最高の試験レベルが最も故障を引き起こしやすいものであるとは限らない。
Figure 6A は ESD 「ガン」のごく本質的な部分のスケッチである。
乾燥した気候においては 人体 ESD 事象は容易に 8kV を超えることを心に止めること。 空気が非常に乾燥する寒い冬の条件では、 特に湿度管理なしに暖房された家や建物においては、 15kV、あるいは 20kV も珍しくない。 従って、±8kV の ESD 試験に適合することは フィールドにおける実際の ESD 問題からの開放を保証せず、 信頼できる製品の製造を助けるために ESD 試験を行なう際には 環境とユーザーの要求の双方を考慮する必要がある。
誘電的保護は推奨されるテクニックであるが、 それを製品全体に用いることができない場合には、 内部、及び外部の双方の接続とともに ESD 問題が起こることがある。 これは以下で議論する。 以下で説明するテクニックの多くは、電気的絶縁とは異なり、 このシリーズでは独立したトピックとしては扱っていない その他の伝導性トランジェントやサージに対する保護のためにも有用であろう。
プラスチックのエンクロージャ、メンブレン・キーボード、 プラスチックのつまみや操作用シャフト、 プラスチックのスイッチ・キャップ、プラスチックのレンズなどは、 いずれも製品 (特にオペレータとのインターフェースの領域や操作部) を絶縁するために用いられる。 1mm の厚さの PVC、ポリエステル、ポリカーボネート、あるいは ABS などの 一般的なプラスチックは、通常は 8kV の ESD からの保護のために 充分過ぎるものである (材料の kV/mm での破壊電圧定格をチェックすること)。 しかし、実際のエンクロージャで 継目、接合部、あるいは換気口を持たないものはないので、 充分な沿面距離と空間距離の達成が極めて重要となる。 沿面距離は、電流が全ての可能な表面に沿って「這う」場合に、 被害を受けやすい部分に達するために辿らなければならない最短の経路であり、 空間距離は被害を受けやすい部分への空気を通る最短の経路 (その経路にある金属部品は、 その寸法とは無関係に距離がゼロであるものとして計算する) である。
空気の破壊電圧は通常は 1kV/mm 前後であるので、空間距離は対処しやすい。 ESD ガンのチップから被害を受けやすい部分への距離が少なくとも 8mm (設計余裕を与えるために、できれば 10〜12mm) ある限り、 ESD スパークは発生できない。
プラスチックの表面は常に離型剤、指紋、埃などで汚染されており、 これは空気中の湿気を吸収して不安定な導電層を形成するので、 沿面距離はより難しい。 ESD ガンのチップからのスパークは、 しばしばプラスチック・エンクロージャ、表示、キーボードなどの プラスチックの表面のランダムな経路を通って 最終的に金属部品に到達することが見られ、 時には汚染を通る最低の抵抗値の経路を通って 50mm にも達することもある。 (塗装された金属表面はしばしば同様の長いランダムなスパーク経路を示し、 普通は見るために顕微鏡を必要とする塗装のピンホール欠陥を引き起こす。) 従って、汚染された、あるいは湿った環境以外では、 おそらく 50mm 以上あれば充分であろうものの、 ESD 試験からの保護となるであろう充分な沿面距離を規定することは非常に難しい。
Figure 6B は沿面距離と空間距離を組み合わせた設計上の論点を示す。 プラスチック・エンクロージャの接合部は、 ESD スパークがプラスチックの表面に沿い、 それから被害を受けやすい PCB トラックで終えるために エンクロージャ内部の空気を通って伝搬できるようにする。 Figure 6B は、通常は PCB を プラスチック・エンクロージャの継目や接合部と揃えないことが 良いアイデアであることを示している。
いくつかの基本的な注意がされているならば、 LCD 表示、メンブレン・パネル、そして感圧ゴム・キーパッドは、 ESD の防止のために非常に良いものとなり得る。 その表面は少なくとも 15kV まで ESD プルーフであるものの、 そのエッジに問題を持つことがある。 ESD スパークはその絶縁表面の汚染に沿って進み、 内部の被害を受けやすいトラックに達するためにそのエッジを回り込むことがある。
LCD は、しばしば指がそのエッジに近付き過ぎることを防ぐ 大きなベゼルを用いてこの問題に対処している。 最近では、絶縁封止材や類似の素材がより広く使われるようになっている。 他の手法は、それがいずれかの敏感な部品に達する前にスパークを「捕まえる」 金属のブラケットで LCD パネルを囲むことであるが、 何らかの敏感な部品へ放電させることなく 周囲の金属から電荷を取り除くための何かが行なわれなければならない。 メンブレン・キーパッドやパネルは接着されたプラスチック層に挟み込まれた 内部の導電トラックを持っている。 もしそのトラックがパネルのエッジに近過ぎ、 かつその接着材にエア・ギャップがあるならば、 スパークは前面 (気中放電チップが適用される箇所) から、 エッジを回り込み、接着材の空隙を通って内部のトラックへ入ることができ、 それよりも悪いことがない場合でも誤ったキー押下を与える。 従って、接着材に空隙がないことを保証するための 全ての試みが行なわれるべきであるものの、 依然として内部トラックをパネルのエッジから少なくとも 12mm (可能であればより多く) 離すことが最良である。
感圧ゴム・キーパッドも、そのゴム成形のエッジの表面の汚染を通って 裏側の被害を受けやすいキーパッドのトラックに達するスパークによって 悪影響を受ける。 メンブレン・パネルとは異なり、 通常はそれらは絶縁を与える接着材の利点を持たず、 どのようなスパークが達するにも遠すぎるように、 感圧キー成形のゴムのエッジを充分に広げるとともに、 下の PCB 上のトラックを充分に内側に寄せることが重要である。
プラスチックのエンクロージャが RF エミッションやイミュニティの要求に適合するために適用された 内部のシールド・コーティングを持つ場合、 これが誘電的分離手段を損なうことがある。 その導電層がエンクロージャの継目のあいだを接続するようにするためには、 それは少なくとも継目の中まで広がらなければならず、 さらに導電性ガスケットが取り付けられることもある。 これはシールドされていないものでは存在していた 沿面距離や空間距離を損なうことがあり、 そのようなエンクロージャにおける ESD 試験は、 しばしば ESD ガンのチップがエンクロージャの継目や接合部の近くに置かれた際に スパークがチップから飛んで 内部のシールド層に達するために継目や接合部の中に消えることを見出す。 この状況では、通常はエンクロージャ全体の誘電的分離を達成することは 非常に困難であり、 その代わりに次に示すシールド手法を用いる必要があるかも知れない。 可能であれば、プラスチックのケースを、 後で誘電的分離 ESD 保護を損なうことなく 内部シールドを追加できるように設計しておくことを 事前に計画することは良いアイデアである。 これは、特に小さい製品においては、達成が難しいことがある。
金属エンクロージャへの ESD スパークが発生した場合、 最初の数マイクロ秒はそのエンクロージャは それが接続されているいかなる保護接地よりも遥かに高い電位にあるであろう。 この局所的な「グランド・リフト」は、エンクロージャの電荷が 何らかの保護接地接続のインダクタンス (通常は数十μH) を通して漏洩するのに従って減少する。 エンクロージャが保護接地に接続されていない場合には、 シールド・エンクロージャの電荷は、周囲の空気のイオン電流、 水分を介した伝導、あるいは類似の機構によって、ゆっくりと漏洩する。 グランド・リフト事象の始まりでは、内部回路はまだ以前の電位にあるかも知れず、 エンクロージャと内部部品のあいだでスパークが発生するかも知れない。 これは「二次アーク」として知られており、 半導体や信号のためには元の ESD スパークと同程度に悪いものとなり得る。
内部回路がそのエンクロージャの電位の急激な変化に対処できる限り、 それが保護接地電位にあるか、 あるいはそれから 8kV の電位にあるかは気にならない。 従って、その接地からの絶縁がその外部相互接続に より大きな問題を引き起こすかも知れない (後述する) ものの、 バッテリー駆動や二重絶縁の製品 (それが接地に接続されていないとしても) を ESD 事象に耐えるようにすることは 全く現実的である。
従って、外部シールドを持つだけでは充分ではない。 二次アークに対する解決の１つは、 ESD 事象に際して回路とシールドのあいだの低い電圧を維持するために 充分に低いインダクタンスを持つ接続を用いて 内部回路をエンクロージャ・シールドに接続することである。 この接続は大抵は回路基板の 0V プレーンとエンクロージャの直接の接続であるが、 その代わりに容量性接続であっても良い。
エンクロージャが相互接続された多数の PCB を含む場合、 ESD 事象に際してそれら全てがエンクロージャ電圧に同じ速度で充電されることを 保証することは重要である。 もし１つの回路基板がエンクロージャへの低インダクタンス接続を持ち、 他のものが高インダクタンス接続を持つならば、 それらのあいだに相当の過渡電圧が生じることがある。 これはそれらの基板の相互接続に電流パルスを注入し、 実際の損傷を与えないとしても信号の汚染を引き起こす。 従って、大きな内部電位差の防止のために 異なった基板の 0V プレーンを多数の導体を用いて互いに接続する (１つか２つの信号導体ごとに１つの基準導体でも過剰ではない) ことは常に良いアイデアである。
内部回路の金属エンクロージャからの誘電的分離は 内部二次アークを防止するためのもう１つの手法であり、 0V プレーンとエンクロージャの接続が高いインダクタンスを持ち、 あるいは全く存在しないことを許す。 この手法は、特にそれが高いインピーダンスで動作している場合には、 敏感な回路に対する欠点を持つ。 導体とエンクロージャのあいだの不可避な浮遊容量は グランド・リフトに際して導体に電流パルスを注入し、 これはアナログ信号を汚染し、ロジック状態を変え、 あるいは故障を引き起こすのに充分となることがある。 敏感な回路の内部遮蔽 (局所的な基準プレーンに接続された) が必要となるかも知れない。
通常は長い外部ケーブルが関係する箇所で、 接地電位差から敏感な信号を保護するために 回路のエンクロージャからの電気的絶縁が用いられる場合には、 その絶縁は通常は主電源周波数においてのみ必要となり、 しばしば電気的バリアを横切って容量性接続 (適切な定格のコンデンサを用いた) を行なうことが可能である。 これは機能を損なうことなく ESD 事象に際しての過渡電圧を等しくさせる。 この手法が適切でない場合には、絶縁された回路を覆う、 その絶縁された局所的な基準プレーンに接続された 内部シールドが必要となるかも知れない。
エンクロージャ・シールドのごく小さいギャップや接合部でさえも、 エンクロージャの周囲を流れる ESD スパークからの 非常に大きな高速電流を逸らせ、電界と磁界の局所的な激しいパルスを シールドを通してエンクロージャ内部に放射させるため、弱点となる。 周波数ドメインから見ると、その代わりに、 ESD 事象の高周波成分がそのギャップや接合部が エンクロージャ内部へ放射するためのスロット・アンテナとして有効であることに 気付くと言うことができる。 従って、このシリーズの第４部で解説したように、 シールドの全てのギャップや接合部を最小の大きさに保つことが重要である。 それらが非常に小さいとしても、 敏感な回路はそれらから充分に離すべきである。
しかし、何らかの理由から回路導体が 本当に ESD スパークに曝されなければならないのであれば、 直列抵抗やチョーク (Figure 6C に示したような) の使用は 回路への ESD 注入を IC 自身の内部保護デバイスで 処理できるようにするかも知れない。 これはインターフェースや「グルー・ロジック」デバイスに対してのみ 可能であると思われ、 外部ケーブルに直接接続することを想定していないマイクロプロセッサのような VLSI デバイスに対しては通常は推奨できない。
大半の抵抗やチョークは ESD 電圧に対する定格は持っていないが、 それが物理的に大きく、充分な熱容量を持っており、 かつそれ自身を弧絡 (アークオーバー) しないならば、対処できるかも知れない。 大きな蓄積電荷を伴うある種の機械 ESD 事象については 同じことは言えないかも知れないものの、 人体 ESD 事象は非常に小さいエネルギーを持つので、 大きな熱容量は抵抗が損傷を受けることを防止する。 ESD 電圧を分担して弧絡やブレークダウンを起こさないようにするために、 いくつかの抵抗やフェライトを直列にする (このテクニックから最大の利益を得るためには、 互いに近付けて直線上に配置する) ことが必要かも知れない。
抵抗やチョークの製造業者は その製品の EN61000-4-2 試験に対する仕様を規定していないので、 代表的な回路と PCB レイアウトについて少しチェックすることが最良である。 異なった IC には異なった値が必要となることがわかるかも知れない。 ESD 事象に含まれる全周波数範囲で高インピーダンスを与えるように、 使用するチョークは慎重に選択するべきである。 「ソフト」故障が発生しないことを確認するために、 常に何回かの試験を行なうこと。
半導体製造業者によるマスク変更は (他の全ての EMC 対策を無効にすることがあるのと同様) そのような保護回路設計を不適切にすることがあるので、 ESD 保護を含む EMC 全てに対するマスク変更の影響の評価を行なっているあいだ 生産を継続するための予備在庫を購入できるように、 マスク変更の時が近付いたならば警告するという同意を 半導体供給者から取り付けることが最良である。
この抵抗やチョークは、回路が正しく動作することを妨げる程 大きな値を持つ必要があるかも知れない。 これは特に高速信号において問題となる。 解決策の１つは、後述するように ディスクリートのトランジェント電圧サプレッサを追加することである。 これは大半のデバイスの内部保護手段よりも 遥かに大きい電圧や電流のトランジェントを扱うことができ、 直列抵抗やチョークのインピーダンスを低くし、 あるいは完全になくすことを可能とする。
しかし、単に直接の ESD 注入から半導体の致命的な損傷を防止するだけの 全ての手法の潜在的な深刻な問題は、 信号の一時的な汚染を防止しないことである。 デバイスが損傷を受けないとしても、 信号の汚染は ESD 試験に不合格とさせることがある。 これは後述する。
TVS が IC を正しく保護するためには 低インダクタンスのプレーン接続が必要であるので、 第５部で解説した デカップル・コンデンサを 0V プレーンに接続する際の テクニックに従うべきである。 また、保護される PCB トラックは TVS の他方の端子を通過しなければならない。 信号経路から近くの TVS へトラックを「枝分かれ」させることは、 TVS が IC を保護することを妨げるインダクタンスを生じる。 TVS は強力な放電電流を 信号導体から 0V プレーンにバイパスさせる必要があるので、 その ESD トランジェント放電電流 ――今は 0V 回路を流れ、外部接地へ戻る経路を探している―― が製品の他の部分で問題を生じないように注意しなければならない。
今では、広範囲の電圧や電力の定格の TVS コンポーネントを、 リード付きの、あるいは SMD のスタイルで入手することができる。 スペースを節約できる PCB 実装アレーや、 スパーク電流をコネクタの金属ボディーに分流する (従って金属エンクロージャか PCB の 0V プレーンへの 良好な高周波接続を必要とする) コネクタに取り付けられたものも入手できる。 いくつかの製造業者は、 コネクタのそれぞれのピンに容易に TSV を追加できるように、 一般的なコネクタの半田付けピンを覆うように取り付けられる 非常に薄い柔軟な回路を作っている。 フィルタと比較したディスクリート TVS の大きな利点は、 これらは高周波信号をあまり損なわないことである。 それらの大半はツェナー技術に基づいていてある程度の静電容量を持っており、 非常に高速の信号のための必要な定格を持つ 適切な低静電容量の TVS の選択は依然としてかなり制限されている。 極度に低静電容量の ESD 保護が必要であれば、Figure 6D に示すように、 信号導体と 0V や電源のプレーンとのあいだの 逆バイアスされたダイオードが有効であるかも知れない。 逆バイアスされたダイオードは ツェナー・ダイオードよりもかなり低い静電容量を持っている。 このダイオードは順バイアスされた際に ESD 電流を取り扱える必要があり、 その局所的な電源プレーンは ESD 電荷を吸収する際に電圧が上がり過ぎないように 充分な高周波デカップリング容量を持つ必要がある。 TVS やダイオードの漏洩電流が静電容量よりも問題となるならば、 nA の漏洩を達成するために、代わりに FET を用いることができる。
しばしば TVS は露出した回路への EN61000-4-2 ESD スパーク問題に対する 完全な解決策であると宣伝されるものの、残念ながらこれは現実には正しくない。 それらの、 IC の内部保護デバイスや上記の逆バイアスされたダイオードと共通する問題は、 ESD トランジェントが それが保護している導体上の信号を汚染することを防止できないことである。
従って、信号の汚染を防ぐために、TVS の使用に加えるテクニックが必要であり、 これは後のセクションで解説する。
この回路のコンデンサは、ESD の発生源の容量とその電荷を分担する。 人体 ESD の発生源は (古い試験規格で用いられている 一部の古いヒューマン・ボディー・モデルは 330pF を用いているものの) 150pF 程度の容量を持っており、8kV の電圧は、 1nF のコンデンサでは 1000V、10nF では 120V、 そして 100nF では 12V 程度に低減されるであろう。
ESD の発生源とコンデンサとのあいだに抵抗やチョークを追加することは、 抑制されないままでは何十アンペアにも達することがあり、 コンデンサに過剰なストレスを与え、 またそれによって生じる激しい磁界によって 二次的な問題を引き起こす可能性があるピーク電流を低減する。 1kΩ の直列抵抗は 8kV 放電のピーク電流を 8A に、 10kΩ は 800mA に、そして 100kΩ は 80mA に制限するであろう。
これから、 必要な信号が１秒の時定数によるフィルタが気にならない程度に遅い場合には、 100kΩ の直列抵抗とその後の 100nF のコンデンサが 人体 ESD 事象を大幅に和らげるであろうことがわかる。 勿論、この直列抵抗やチョークは 損傷を受けることなく 8kV に耐えることができる必要があり、 これは (いくつもを直列にして用いるのでない限り) 通常の抵抗を排除する。 サージ定格を持つ抵抗も入手できるが、 それらは通常の抵抗よりも大きく、また高価である。 フェライト・ビーズの製造業者の一部は、 彼らの製品がその両端に 25kV までの ESD を与えられても 損傷を受けないことを確認しているようであるが、 彼らがその試験に際して弧絡を許容しているかどうかは知らない。 端子の間隔が小さいことから、 表面実装の抵抗やフェライト・ビーズはかなり低い電圧で弧絡を起こすことがある。 残念ながら、直列にされた多数の SMD は 表面汚染の差異のためにあまり良く電圧を分担しないので、 弧絡しないことを保証された (おそらくはリード付の) コンポーネントの代わりにこのテクニックを用いる場合には 非常に大きい余裕を設計に含める (例えば、必要となる数の倍のコンポーネントを直列にする) ことが最良であろう。
負荷インピーダンスが保護回路の直列インピーダンスよりもかなり大きい場合には、 ESD 事象による高電圧は長く続き、 その保護は電荷の分担とピーク電流制限によって達成される。 しかし、保護すべき IC や回路の負荷インピーダンスが RC 回路の直列抵抗やフェライト・ビーズのインピーダンスよりもかなり小さい場合には、 ESD 事象はかなり短い時間で終り、 その RC 回路は低域通過フィルタとして働いて ESD 事象のさらに大きな減衰を与える。
TVS (Figure 6E に示すような) の後に 「低域通過フィルタ」を設けることは、 負荷インピーダンスが直列素子 (抵抗かフェライト・ビーズ) のインピーダンスよりも低い場合に有用である： TVS は ESD の 8kV (あるいは何であっても) を数十ボルトに低減し、 低域通過フィルタはそれを望ましいレベルまで減衰させる。 勿論、(直列抵抗によって制限されていない限り) TVS へのピーク電流は非常に大きなものとなり、 これはその局所的な磁界によって問題を引き起こすかも知れないが、 TVS の後の抵抗やフェライト・ビーズは ESD 電圧に応じた定格を持つ必要はなく、 通常のコンポーネントを用いることができる。
高速な信号が関係する場合には、 コモン・モード・フィルタリングは可能であるかも知れない (以下を見よ)ものの、 個々の線のフィルタリングでは必要な信号に悪影響を与えることなく 有効な ESD 保護を達成することはできないであろう。 通信プロトコルやソフトウェア・テクニック (以下を見よ) と共に、 小さい容量性負荷のみを追加することから その代わりにトランジェント電圧サプレッサ (上を見よ) を用いる必要があるかも知れないが、 そもそもスパークを導体に入り込ませないことが依然として最良である。
(上の２つの節で述べたように) 外部ケーブルとの電気的インターフェースを保護するために それぞれの電力や信号の線にフィルタ、 及び／もしくは TVS を用いることが できるかも知れないものの、 それぞれの信号線の独立したフィルタリングは大抵は高速信号とは両立せず、 それに対して TVS は信号の汚染を防止しない (以下を見よ)。
インターフェース回路が受けるトランジェント電圧は そのケーブルの全ての導体に対して同一であるので、 これはコモン・モード (CM) トランジェントであり、 高速信号を損なうことなくトランジェント電圧を抑制することを助けるために CM 抑制テクニック を用いることができるかも知れない。
Figure 6F はこの目的のためのコモン・モード・チョークを示す。 これはケーブル中の導体と同じだけの巻線を必要とする。 ８個までの巻線を持つ 表面実装やリード付きのコモン・モード・チョークが入手可能である。 この CM チョークが関係する周波数にわたって 充分に高いコモン・モード・インピーダンスを持つならば、 ESD トランジェントがインターフェース回路を損傷することを 防止できるかも知れない。 信号の汚染が問題となっている状況においては、 CM チョークは信号の動揺を大きく低減することができる。
非常に小さいコンデンサ容量 (用途に依存するが、例えば 10pF〜1nF のあいだ) が用いられるのでない限り高速信号のためには適切ではないものの、 CM チョークがフィルタ・コンデンサと共に用いられる場合には より大きな抑制を達成できる。 多数の導体を収めなければならない場合には 特別に巻かれたチョークが必要となるかも知れない。 人気のあるテクニックは、 ケーブルをソフト・フェライト のシリンダーやトロイドに通すことである。 典型的な 32mm の長さのフェライト・シリンダーに一度通すと 100MHz で 250Ω 前後のコモン・モード・インピーダンスを生じ、 これはある種の PCB 実装型のコンポーネントのものほど大きくはないものの、 しばしば EMC 問題の有意な改善のために充分である。
より高いコモン・モード・インピーダンスが必要な場合には、 そのインダクタンスを増やすために ケーブルをフェライトに２回、あるいはそれ以上巻き付けることができる。 残念ながら、複数の巻き数は最大のインピーダンスが達成される周波数も下げ、 巻き数がある程度以上となると さらに巻き数を増やすことによる利益は得られなくなる。 通常はチョークのインピーダンスは巻き数の自乗で増加するものと期待するが、 次の例 (Steward Inc. の Alan Keenan が提供してくれた) が示すように、 ソフト・フェライトではそうなるとは限らない。 特定のソフト・フェライト・コアについての試験では、 ２回巻きでは Z のピークは 322MHz で 692Ω、 ３回巻きでは Z のピークは 152MHz で 809Ω、 ４回巻きでは Z のピークは 1300Ω まで上昇するもののその周波数は 108MHz に低下した。 ケーブルに沿った複数のフェライトの列は、 インピーダンスが最大となる周波数を下げることなく フェライトの個数に比例してインピーダンスを増加させるが、 やや非実用的に見えるかも知れない。 フェライトに通したケーブルは 常にフェライトのそれが入ったのとは反対の側で終るべきであり、 最良の高周波性能のためには、 そのフェライトは紐に連ねられたビーズのようになる。 フェライト (あるいはフェライトの列) の一端から他への浮遊容量は その高周波性能を損なうので、ケーブルやトラックの引き回しが極めて重要となる。
５年前、私は 機器の要素間の信号接続のために銅のケーブルを用いている人々は 2005年には少々時代遅れであると見なされるであろうという考えを示し始めたが、 依然としてこのタイムスケールは正しいと信じている。
ESD (あるいは他の種類の伝導性のトランジェントやサージ) に対する保護のために IC の内部保護や TVS を用いることは、 信号やデータの汚染を防止するためには何もせず、 試験の後での製品の動作状態、表示、 あるいはメモリは異なったものとなることがあり、 試験への不合格をもたらす。 信号の汚染を防ぐためには、しばしば追加のテクニックが必要となる。
キーボードのような普通の制御線のためには、 「デバウンス」テクニック (機械的接点のデバウンスのために 日常的に用いられているような、ハードウェアやソフトウェアによる) は非常にうまく機能し得る。 低域通過フィルタ (上を見よ) は、 しばしば TVS の後に用いられる、 良い古風な「デバウンス」テクニックである。
高速データに対しては強力なデバウンス・テクニックを用いることはできず、 勿論それはデータ・レートもスローダウンするものの、 大抵は何らかの種類の誤り防止プロトコルが必要となる。 多くの場合、単発の ESD 事象は シリアル通信リンクにおいては単一ビット誤りを引き起こすので、 単純なパリティー・チェックやハミング符号の使用によって イミュニティーを大幅に改善することができる。 しかし、これらのテクニックは、 ESD 以外のトランジェントでは普通であるような、 あるいは ESD 事象が二次アークを引き起こす場合のような 干渉のバーストに対してはあまり効果的ではなくなるであろう。 今ではいくつかの非常に包括的な誤り訂正プロトコルが商業的に入手可能 (1.4.7章を見よ) であり、 必要なチップやソフトウェア・ライセンスを購入した方が 自分自身で開発しようとするよりも大抵は費用効果が良く、また時間も節約できる。 パリティー・チェックやハミング符号のような単純なテクニックとは異なり、 そのようなプロトコルの大半はバースト誤りへの高い耐性を持ち、 広範囲の用途や状況でフィールドで実証されている。
その結果がヘッドホンの短時間のクリック音や メータの針の一時的な揺らぎだけである場合には、 アナログ信号の一時的な汚染は許容できることもある。 しかし、それが判定スレッショルドを横切り、 あるいはアナログ信号が平均処理に通され、 もしくはデジタル化の後に記録される場合には、 アナログ信号の短時間の誤りでさえも許容できないかも知れない。
アナログ信号には誤り訂正プロトコルを容易に用いることはできないので、 大抵はデバウンス・テクニック (低域通過フィルタのような) が用いられる。 そのアナログ信号が高周波を扱わなければならない場合には 信号からトランジェント事象をフィルタすることは非常に困難になり、 必要な精度 (分解能のビット数と等価) が上がると、 ESD トランジェントが信号導体に侵入することを防止するために、 結局は誘電的分離や シールドのテクニックが必要となる。
ディップ、フリッカー、あるいはドロップアウトに対するイミュニティは、 通常は製品の電源の非安定 DC レールが 充分に長い「保持時間」を持つことを保証することによって最も容易に達成できる。 ディップやドロップアウトが 電圧低下や停電となる程長く続いたならば、 最良のテクニックは製品がきれいに動作を止め、 その現象が過ぎ去った時にきれいに動作を再開することを保証することである。
上の「きれいに」という言葉は、 例えばオーディオ・パワー・アンプがスピーカーを壊したり 音響的に望ましくない不安定性、ポップ、クリック、 あるいは衝撃音を出さないことを意味する。 モーター駆動のためには、「きれいに」の意味はその用途に依存する ―― これは (例えば) モーターが直ちに止まるべきであるか、 あるいは徐々に停止すべきであり、 そしてその現象の後で緩やかに加速すべきであるか、 もしくは手動で指示されるまで再起動しないべきであるかのいずれかであることを 意味するかも知れない。 電圧低下は、それをストールさせて過熱させ、 その絶縁に損傷を与えることによってモーターに損傷を与えることがあるので、 それを制御する電子回路が電圧低下の影響を受けないとしても モーターは保護されるべきである。 (クリティカルでない用途では、しばしば一時的なデータの喪失は許容されるものの) デジタル回路は蓄積されたデータを損なわないような方法で停止すべきである。
電圧低下や停電に際しての機器の望ましい挙動はその用途に依存し、 安全に関係する用途ではクリティカルなものとなるかも知れない。 EMC 指令は安全性はカバーしないので、電子回路に対する電磁妨害の影響によって 安全に関係するシステムの誤りや誤動作が引き起こされ得る場合には、 それは低電圧指令や機械指令などのような安全指令の元に扱わなければならない。
電源を監視して、非安定電圧レールが低くなり過ぎた際に 制御された停止やリセットを行なう、多数の半導体デバイスが入手可能である。 単純な抵抗 ― コンデンサ ― ゲートによる電源リセット回路は AC 電源の全ての種類の動揺から回路を保護するためには常に不充分であるので、 現在ではほとんどいかなる製品もこれに頼るべきではない。
ある種の電源監視デバイスは、非安定レールが限界に近付くことを 予知するために「先読み」し、 様々な種類のメモリへの読み込み／書き込み動作を禁止するための信号を出力する。 これは電圧不足状況でメモリがごみで上書きされることを防止でき、 短時間の現象の場合にはリセットを必要とせず、 RAM 上に保存された一時的なデータを維持し、 電源の一時的な低下が起こらなかったかのように動作を継続することさえ可能とする。
無停電電源 (UPS) は電源品質問題に対処するための 一般的な方法になりつつあるが、これは万能薬ではない。 全ての AC 電源 EMC 妨害を 「保護された」製品に通過させることなく処理するための能力は、 信頼性に対してすべきであると同様、慎重に評価すべきである。 それが「保護」する機器よりも低い信頼性を持つ UPS から給電することによって 電気系の信頼性が低下することが知られている。 常時二重変換を用いた適切な寸法と信頼性の UPS は、 電源問題が機器の動作を妨害することを防止するために 大いに助けとなることがある。
トランジェント・サージ電流の最も一般的な原因に対処する最も容易な方法は、 電源投入時の電流サージを制限するために電源入力と直列に抵抗を挿入し、 DC 電源への電源投入時サージを制限することである。 この抵抗は、最初の１、２秒後にリレーやサイリスタなどで短絡される。
代替手段は、直列抵抗の代わりに 負温度特性 (NTC) 抵抗デバイスを用いることである。 NTC は最初は高抵抗を持ち、電流の通過によって暖まった後に小さい値に低下する。 その製品によって取り込まれる電流や許容される最大入力サージと共に、 その熱容量と熱抵抗も考慮に入れる必要がある。 NTC デバイスが非常に熱くなり得ることを忘れてはならず、 これがプラスチックを融かし、他のコンポーネントやケーブルに損傷を与え、 あるいはオペレータやサービス技術者に火傷を負わせることを許してはならない。
モーターやその他の誘導性のコンポーネントは、 それに最初に電圧が印加された際に重い磁化電流のサージを吸い込むことがある。 これに対する有用なテクニックは、電圧が緩やかに増加する振幅で印加される ソフト・スタート (ランプ・スタートと呼ばれることもある) である。 これは急激な電源投入トルクを防止するという利点も持つ。
大きなオーディオ・パワー・アンプや類似の高電力制御機器は、 特に強い低音や類似の低周波負荷変動がある場合には、 フリッカー問題を引き起こすことがある。 最良であるものの高価な解決は、 そのような機器に専用の配電変圧器、モーター・ジェネレータ・セット、 あるいは二重変換 UPS から給電することである。
非安定電源レールの蓄積コンデンサを大きくすることは助けになり得るが、 これが実際にしていることは フリッカーの高い周波数成分をフィルタすることだけである。 普通は (概して) 「フリッカー」のレートを 1Hz よりもかなり低くすることが必要となるので、 全ての主電源フリッカーを除去するためには 極度に大きいコンデンサが必要となることがある。 より良いテクニックは、非安定蓄積コンデンサを 回路の動作のために必要となるよりもかなり高い電圧で動かし、 重い負荷電流要求によって引き起こされる DC リップルの余分な電圧全てを許容することである。 リニア・レギュレータが用いられている場合にはこれは効率を悪化させるので、 この手法は (電力デバイスにより高い電圧定格が必要となるかも知れないものの) 効率が高いままとなるスイッチ・モード・レギュレータにより適切である。 時定数が設計に組み入れられるであろうものの、 これはフィルタ・テクニックではなく、 おそらく電荷／時間管理テクニックとしてより良く説明できるであろう。
しばしば、類似の結果を達成するために (いわゆる) 力率補償スイッチ・モード・ブースト・コンバータ・テクニック (以下を見よ) を用いることができる。 これらの回路は常にその入力電流要求の応答時定数を１秒以上とし、 電源網へのフリッカーの低いエミッションのために要求される 電荷／時間管理を達成するために容易に用いることができる。
スパークは全く文字通りに DC から光までの電磁妨害を放射し、 多くのマイクロプロセッサ回路設計者は その高周波成分が (例えば、コイル ― 接点間容量や、ケーブルや PCB トラックの近接によって) いかに容易に彼らのデジタル回路に結合して 彼らのマイクロプロセッサをクラッシュさせるかに驚かされる。
電気機械的スイッチングを完全に避けることによって アークやスパークの生起を避けることが最良である。 それらの一部はそれ自身が新たな EMC 問題を付け加えるであろうものの、 ソリッド・ステート・リレー、ブラシレス直流モーター、 交流モーターなどの使用は、いずれもスパークの除去を助ける。
アークやスパークからのエミッションは、 通常は「スナバ」によって低減することができる。 単純なスナバは、誘導性フライバック電圧の上昇速度を低下させて 発生するスパークのサイズを制限するために、 R と C を直列に組み合せたもの (時には C のみ) をスイッチング素子の近くに接続することを伴う。 接点ギャップを横切ってスナバを接続することは、AC 回路において、 リレー接点やスイッチが開いていることから安全であると期待した 回路で作業している人を感電させることのある 漏洩電流が流れるようにするという欠点を持つ。
スイッチング素子の近くで、 負荷の送出導体と還流導体に並列にスナバを接続することは、 スイッチされる接点を横切って接続するよりも良い結果を持つことがあり、 また接点を漏洩するようにしない。 １つは負荷のインダクタンスのフライバックに対処するために、 そして１つは電源のインダクタンスのフライバックに対処するために、 ２組のスナバが必要となることもあるだろう。 Figure 6G はスイッチやリレーの接点のためのスナバの代替手段を示す。
スナバとしては、フライバック電流の代替経路を与えるために、 ダイオード、整流器、ツェナー、そして多様なサージ保護デバイス (このシリーズの第３部を見よ) などの非線形素子を、 単体で、あるいは RC スナバと組み合わせて用いることもできる。 このデバイスのターン・オン電圧が高くなると蓄積エネルギーの消散が早くなり、 負荷のサイクル・レートを早くすることができる。 残念ながら、ターン・オン電圧が高くなると接点でのスパークが大きくなり、 従ってこれは動作速度とエミッションとの妥協へと導くことがある。 DC 回路は、フライバック電圧は供給された電圧とは 逆の極性を持つことを忘れずに、 無極性半導体スナバを用いることができる。
全てのスパーク抑制テクニックの副次効果は、 それらが大抵は接点寿命を伸ばすことである。
そのブラシが同時に多数の回転子巻線に接続されており、 従って常に回路の中のそれらの１つが 巻線のフライバック電流のための経路を与えるので、 ある種の「パンケーキ」 DC モーターはスパークしない。
大きな、完全に取り囲む金属ボディーを持った、より工業向けの DC モーターは、 エミッションが低く、また低コストのモーターよりも抑制し易い傾向がある。 コントローラやドライバに何メートルものケーブルで接続された 大きな DC モーターは、その遮蔽がモーターの金属端子箱に (そしておそらくコントローラ端では接地されたキャビネット・エンクロージャに) 360°接続される限り、 高品質の遮蔽ケーブルを用いることによって エミッションを抑制することが可能である。
このテクニックが充分ではない、あるいは適用が不可能な場合 (多くのモーター付き玩具や CD プレーヤーなどのような家庭用機器において) には、その回転子に取り付けられたトランジェント・サプレッサを持つ モーターを使うことが最良である。 ブラシ付きモーターにおいては回転子はエネルギーが蓄積される箇所であり、 それが整流子でスパークを引き起こす前に対処することが最良である。 特にバリスタ (このシリーズの第３部で解説した電圧依存抵抗) を整流子のそれぞれの接点ペアの間に接続する場合には、 「バリスタ・ディスク」は 大半の低電圧 DC モーターに容易に取り付けることができる。 24V モーターのためには、バリスタ・ディスクは 30V 程度で導通し、 フライバックが発生した時にのみ電流を流すように設計されるかも知れない。 フライバックの間、それは隣接する巻線にエネルギーを流し、 結果としての整流子の過電圧を 45V 程度以下に制限する。 これは依然としてスパークを引き起こすが、 それは遥かに低いエミッションを持つ、小さいもののみとなる。
バリスタ・ディスク・モーターが入手できない場合には、 通常はモーターをシールドし、整流子の後でフィルタすることが必要となり、 低コストで行なうことが非常に容易であるとは限らない。 金属シールドされたモーター本体は (大雑把には) スパークからの放射エミッションを捕らえ、 それが来たモーターの中へフィルタを介して戻す。 フィルタは伝導性エミッションを低減するためにも必要である。 DC モーターは 1GHz (そして、現実には 10GHz においても) でも 強度のエミッションを持つので、 モーターのシールドは非常に少数の非常に小さいギャップを持つ必要がある。 金属のエンド・キャップと金属の本体を持ったモーターは 良くシールドされているように見えるかも知れないが、 塗装や陽極処理によって金属部品間の接続が貧弱なものとなっているかも知れない。
良好に機能するフィルタリング・テクニックは、 整流子端子の１つを金属のモーター本体 (シールド) に 直接接続することである。 他の端子は、非常に短いリードを持つ COG や NPO の誘電体を用いた 820pF の積層セラミック・コンデンサのような、 非常に良い高周波特性を持つコンデンサによって、 モーターの金属の本体にデカップルされる。 そのコンデンサは整流によって引き起こされるトランジェント電圧を扱える 定格を持たなければならない。 ブラシの１つを金属構造に直接接続することが不可能な場合には、 それは他のブラシと同様の方法によってデカップルされるべきである。 これらの接続やデカップルのためには低い自己インダクタンスが非常に重要であり、 5mm の長さや距離でさえも重大となることがある。 それは安価ではないものの、完全に金属で覆われたモーターにねじこまれて モーター・ケーブルへのブラシ端子として用いられる 1nF 前後の貫通コンデンサは、しばしば極めて良好に機能するものとなる。
シールド、接続、及びデカップルの正しい適用は、 モーターのエミッションを充分に低くするかも知れない。 そうでなければ、次のステップは、 デカップリング・コンデンサにできる限り近く、モーター本体のすぐ外で、 ブラシ・リードにチョークを追加することである。 通常はコモン・モード・チョークとライン ― シャーシ間コンデンサは 高周波エミッションを抑制するために最良であるが、 ディファレンシャル・チョークとアクロス・ザ・ライン・コンデンサは 低周波エミッションを低減するために必要であるかも知れない。 難しいケースでは双方の種類のチョークを用いた多段フィルタが 必要となるかも知れず、 リードの全長を小さくして モーター本体へのコンデンサの低インダクタンス接続を可能とするために、 モーターの整流子側のエンド・キャップに直接実装された PCB を用いて実現することがしばしば最良である。
整流子に非常に小さいスパークのみを起こすバリスタ・ディスク・モーターは 整流子が摩耗するよりもかなり前に最期を迎えるが、 シールドやフィルタされたモーターではスパークは全く小さくならないので この面での利益は得ないであろう。
典型的な整流器 ― コンデンサ AC-DC 電力変換器の問題は、 その DC 蓄積コンデンサを AC 電源波形のピークでのみ充電し、 従ってその供給電流は不連続な、非正弦波の、高調波の多い、 力率の低いものとなることである。 これは、発電や配電に、その少なからぬ部分は 火災保険業者が徐々に心配するようになっている過熱や発火である、 多数の問題を生じる。 発電や配電のレベルでこの問題に対処する多くの方法があるが、 ここでは機器の電子設計についてのみをカバーする。 ３相電源から給電されるバランスした負荷を持つ電力変換器は より少ない３次高調波 (３次、９次、１５次など) を持つ。 ６相電源 (１つはデルタ二次巻線、１つはスター二次巻線の、２つの３相電源) から給電されるものでは５次、及び７次の高調波のレベルも低くなる。 中性導体において打ち消し合うことなく累積されて ケーブルの過熱の主な原因となることから特に厄介な 高レベルの３次高調波のエミッションを持つことから、 単相電源においては特別の問題がある。 EN 61000-3-2 は、３次高調波に対して、 単相リニア電源ではその電力が 50W 以上になると徐々に適合が困難となるであろう 非常に低いエミッション・レベルを規定している。
小さいリニア電源はその主電源トランスに比較的高いインピーダンスを持ち、 これは電源電流のパルスの時間を広げ、その高調波成分を低減する。 電源トランスが大きくなるとそのインピーダンスは下がり、 ブリッジ整流器への電流はより鋭くなり、厄介な高調波をより多く含むようになる。 解決策の１つは、直列インダクタンスを、 通常はブリッジ整流器と蓄積コンデンサの間に追加することである。 これは電流パルスを広げ、その高調波成分を低減することを助ける。 最低の高調波はチョークが DC 電流がゼロに落ちないほど 大きいインダクタンスを持つ時に達成されるが、 そのようなチョークは絶縁トランスと同程度の大きさとなることがある。 定インダクタンスのチョーク入力型フィルタを用いた単相整流を、 1500W までの全ての有効電力に対して EN 61000-3-2 の Class D 高調波限度に適合するように設計することができる という情報について、John Woodgate に感謝する。 7mH〜70mH のチョーク定数は直接倍電圧整流のためにほぼ必須であり、 低い電力や電流のためにはより大きい定数を適用する。 低電圧高電流電源が必要であり、 またスイッチ・モード・テクニックが望ましくない用途のためには、 独立したコンポーネントの追加を節約するために 必要なインダクタンスを持ったトランスを作ることができる。
多くの設計者が選択する対処方法は「アクティブ力率補償」である ―― これは本質的にはブリッジ整流器と蓄積コンデンサの間の スイッチ・モード・ブースト・コンバーターである。 この概要は Figure 6H に示してある。
Figure 6H のような回路がすることは、 全波整流電圧が蓄積コンデンサの電圧よりも低い場合に それをブーストすることである。 その電圧は、蓄積コンデンサへの電流が ほぼ全波整流正弦波となるようにブーストされる。 従って、蓄積コンデンサとアクティブ PFC 回路を合わせたものは ブリッジ整流器からは抵抗性負荷のように見え、 (ゼロを横切る点では整流器のために小さな不連続があるものの) その全体は AC 電源にとっては抵抗のようになる。 ブースト回路は典型的には高周波 (数 MHz でさえも) で動作するので フィルタ・コンデンサ (通常は 1μF 前後) は その高速スイッチング電流パルスをほぼ整流正弦波に見えるように 変換する必要がある。 負荷電流が急激に変化した時には、電源電流の過渡高調波歪みが発生する。 これが試験の不合格を引き起こすことを防止するために、 アクティブ PFC 回路は主電源入力に 0.5秒前後の時定数を持ち、 これは変動負荷を設計する際に考慮に含める必要がある。
勿論、ブースト回路の使用は、 抑制する必要のある高周波伝導性、及び放射性エミッションを発生する。 スイッチ・モード電力コンバーターのための EMC 設計テクニックの序論については このシリーズの第１部を、 フィルタの序論については第３部を参照されたい。 通常、これらのブースト回路は 何らかのフィルタやシールドが既に付けられているかも知れない 既存のスイッチ・モード電源に追加されるものの、 それらは変更が必要となるであろう。
この種のアクティブ PFC 回路がリニア電源の２次側の ブリッジ整流器と蓄積コンデンサの間に付けられないという理由はない。 その電圧は通常は低くなり、それに応じてその電流は高くなる。 伝統的なリニア電源の実際の動作や消費電流は常にリニアからはほど遠いので、 そうすると「リニア電源」という用語はより適切となるであろう。
アクティブ PFC テクニックの欠点は、その追加されるコスト、重さ、及び体積、 そして追加されるエミッションを含むが、 すぐに必須となる整合エミッション規格への適合を助ける以外の多くの利点を持つ。 それらの利点は、次のものを含む：
EMC の背後にある理論の理解は設計者が予想外のこと (EMC がしばしばうまく共有できる以上のものとなるように見える) に対処することを助けるにもかかわらず、 理論的なバックグランドは、それがある場合でも最小限とした。 第５部で推奨した本が この知識を得るために有用であることがわかるであろう。 興味のある読者のためには、さらに多くの EMC の教科書やガイドがある。
このシリーズで解説したテクニックの多くは 信号インテグリティを向上するためにも重要である。 すなわち、それらは開発に際しての繰り返しの回数を低減し、 製造コストを低減し、フィールドでの信頼性を向上し、そして 低レベルの製品の返品や保証要求を享受するための、強力な対抗兵器でもある。 それらは製造物責任規制の元での 企業のリスクを低減するためにも助けとなるかも知れない。 EU に EMC 指令が、また USA に FCC が存在しなかったとしても、 これらの６個の論文で解説したテクニックは実際のエンジニアリングや それがもたらす経済的収支のために依然として価値がある。
これは、Keith Armstrong 氏が UK EMC Journal 上で発表した文書を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
First published: March 12, 2000
Last update: May 2, 2001