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翻訳: T. Sato
これらの６個の論文でカバーするテクニックは：
上のトピックのいずれについても１冊の教科書を書くことができる (そして多数書かれている) ので、 このジャーナルの論文の形ではさまざまな論点を示し、 ベスト・プラクティス・テクニックの最も重要な点を示す以上のことはできない。 この論文で述べるテクニックの多くは、 信号のインテグリティを向上させ、開発に際しての繰り返しを減らし、 また製造コストを削減するためにも重要である。
フィルタやサージ防護素子の誤った使用は、それらを全く使わない場合よりも 製品のエミッションやイミュニティを悪化させることがある。 より高価なフィルタやサージ防護素子が最良であるとは限らない。 一般に、フィルタやサージ防護素子を その定格、回路数、そして想定されている用途のみをチェックして 供給者のカタログから選択し、 望んだ効果が得られると期待することはできない。
フィルタ設計について書かれた多くの本がある。 私は、Arthur B. Williams の「Electronic Filter Design Handbook」 (McGraw Hill, 1981, ISBN 0-07-070430-9) が非常に有用であると思っている。 より現代的な版が入手できることに疑いはないが、 フィルタ設計はこれらの年月のあいだに大きくは変わっていない。 現在は、PC 上で動作するいくつものフィルタ・シミュレータもある。
この論文でフィルタ設計に踏み込むつもりはない ―― しかし、教科書やシミュレーション・プログラムを用いて設計され、 あるいはカタログから選択されたフィルタに 望んだ動作をさせる機会を与えるために考慮する必要がある点については説明する。
この論文では、 製品とその外部環境との境界に取り付けられるフィルタについて議論する。 製品内部で用いられるフィルタ、 例えばスイッチング電源と敏感な回路とのあいだのものは、 同一の配慮全てではないとしても、そのいくつかを共有するであろう。
フィルタは、導体を伝搬する信号に対して インピーダンスの不連続を作ることによって機能する。 この不連続が大きくなれば減衰も大きくなる。 従って、もし不要な信号のインピーダンスが 100Ωであり、 それと直列に 1kΩのインピーダンスを置いたならば、 その信号の約 10% のみがその高インピーダンスを通して流れる ―― 約 20dB の減衰となる。 同様の効果は、100Ωの導体を 低インピーダンスで分流することによっても得られる： 10Ωは、約 20dB の減衰を与えるであろう。
EMC (低域通過) フィルタの種々の基本的なタイプを Figure 3A に示す。
単純な R のみ、あるいは L のみのフィルタは直列高インピーダンスを与え、 不要な信号のインピーダンスが低い場合に良く用いられる。 C のみのフィルタは分流低インピーダンスを与え、 従って不要な信号のインピーダンスが高い場合に良く用いられる。 C のみのフィルタのデータ・シートの図は、 それがアースの RF での完全性 (全周波数範囲での理想的なゼロ・インピーダンス) に依存しているために現実世界ではあまり達成されず、 実際にはそれは決して達成されない。
抵抗は、その浮遊分流容量により、高周波では最終的にはその特性を失う。 インダクタも浮遊分流容量の影響を受け、 これは自己共振を引き起こし、その高周波性能を制限する。 EMC フィルタでの使用のための最良のインダクタは 閉じた磁気回路を持つ (トロイドやシリンダー、 あるいはその他の形状でエア・ギャップを持たない) が、 残念ながらこれはそれらが大電流での飽和効果 (後述する) の影響を受けやすくなることを意味する。
コンデンサは固有インダクタンスとリード・インダクタンスの影響を受け、 自己共振を引き起こし、高周波性能を制限する。 三端子コンデンサではインダクタンスの問題は少なくなる (その「アース」リードが非常に短い限り) ものの、 誘導効果の究極的な抑制は貫通コンデンサによってのみ達成され、 これは素晴らしい高周波性能を持つ。 伝統的な貫通コンデンサはシールド壁に半田付けされ、あるいはねじ込まれるが、 現在ではある種の表面実装素子が PCB のグランド・プレーンへの半田付けによって同様の効果を与える。
強い共振を起こさないことから、 全ての EMC フィルタの中で RC フィルタが最も予測しやすい。 大きい R (例えば、1〜10kΩ) と小さい C (例えば 10nF 以下) が最良である。 RC フィルタの最も一般的な使用方法は、 低い信号源インピーダンスの直流や低周波の信号を 高インピーダンス回路に入力する箇所 (R は信号源側に、C は回路側に接続される) であり、 この用途では非常に高い減衰を最低のコストで確実に得ることができる。
LC、T、及び π フィルタでは、 抵抗を用いたフィルタよりも低い損失で高い減衰を得られるものの、 これらは共振回路であり、それが接続されるインピーダンスにより敏感となる。
抵抗を用いた T フィルタ (R-C-R) は、 リボン・ケーブルやフレキシブル基板を通して高データ・レートを用いる、 コンピュータのマザーボードをディスプレイや その他の周辺装置に接続する箇所での使用が増えている。 それらは実際には C のみのフィルタである ―― 抵抗は信号のインテグリティを維持するために そのコンデンサのそれぞれの側で伝送線路を終端するためのものである。 抵抗は通常は 22〜100Ω の範囲であり、 このフィルタは通常は小型表面実装パッケージ内にアレイとして作り込まれる。
ソフト・フェライトは低周波ではインダクタであるが、 高周波では高損失 (抵抗性) になる。 L のみのフィルタとして用いられた場合、ソフト・フェライトは、 顕著な共振を起こすことなく、 大抵は典型的なケーブルで 3〜20dB の減衰を与える。 より複雑なフィルタの中で用いられた場合、 ソフト・フェライトは (ある種のシミュレータは その複雑なインピーダンス対周波数特性をモデル化できないかも知れないものの) より予測しやすい特性を与える。 EMC のための標準的なソフト・フェライト材料は 1,000MHz においても依然として有効であり、 最近のいくつかの素子はこれを 2GHz まで拡げている。
極めて広い範囲のソフト・フェライト RF 抑制素子が存在しており、 また追加され続けている ―― 最近発表されたものには、100MHz 前後で 1kΩ 以上を与える、 0.1Ω 以下の直流抵抗を持つ、定格 3A の表面実装部品も含まれている。 正しいソフト・フェライトを選択するためには、 要求される抵抗性インピーダンスを、必要な周波数範囲について そのインピーダンス対周波数グラフでチェックすることが必要である。 真のソフト・フェライトはそのインピーダンス曲線に不連続性を持たない。
Figure 3B は必要な信号がほとんど常に DM であることを示している： 電流は１つの所定の導体から流れ出て他方に戻り、 これらの２つの導体はその間に電圧を持つ。 １つの信号と電流還流経路全てのために２つよりも多い導体 (例えば +5V、信号、0V； ３相交流電源) が必要となることもあるが、 その原理は同じである。
一方、CM 電圧や電流はケーブル中の全ての導体 (いかなる遮蔽も含む) で同一であり、全ての CM 電流は同一の方向に流れる。 CM 電流の還流経路は外部の接地システム、他のケーブル、 金属構造などを介したものである。 CM 電流や電圧はしばしば非常に小さい振幅であるものの、 その大きなループ面積は同等の DM 信号よりも悪い EMC 問題を引き起こす。
CM は、ほぼ例外なく必要な (DM) 信号の一部を CM に変換する 設計と組み立ての不完全性によって引き起こされ、 エミッション問題を引き起こす。 これと同一の不完全性は、外部の CM 干渉の一部を DM 信号に変換し、 信号雑音比、及び／もしくはデジタル信号インテグリティを悪化させ、 イミュニティ問題を引き起こす。 ケーブルは DM から CM への変換に大きく関与しており、 この尺度はその「不平衡減衰量 (longitudinal conversion loss; LCL)」と呼ばれる。
多くの現代的な製品で用いられている強力なデジタル集積回路 (IC) は、 グランドや電源の「バウンス」によって 多量の内部高周波スイッチング雑音を発生する。 これは全ての接続を介して IC から漏洩して PCB トラックに結合し、 最終的には I/O やその他の全てのケーブルに CM ノイズとして現れる。 このノイズは必要な信号に関する知識から期待されるよりも はるかに高い周波数成分と振幅を含んでおり、従って予測することが困難であり、 通常は測定によって知ることができるだけである。 (1.1章 や 第５部 で説明するテクニックは このノイズを顕著に低減させるであろう。)
磁気回路 (フェライト・トロイドのような) が 単一の導体の周囲に巻かれている場合、 それはそれを流れる全ての電流 ――DM であれ CM であれ―― を減衰させる。 しかし、磁気回路が差動信号や電源回路として関係する 送出導体と還流導体の双方 (あるいは全て) の周囲に巻かれている場合には、 それは CM 電流のみを減衰させる。 DM 送出経路と還流経路によって生成される磁束は CM インダクタ内で打ち消し合い、 従って (理想的には) それは必要な信号や電源には何も影響しない。 現実には、常にいくらかの漏洩インダクタンスがあり、 従って常に DM 電流のいくらかの減衰はあるが、 これは CM フィルタと DM フィルタの双方を １つの素子で与えるために用いることができる。 Figure 3C はコモン・モード・チョーク・フィルタのいくつかの局面を示す。
EMC のための大半のコモン・モード・チョークは ソフト・フェライトから作られている。 CM チョーク (しばしば、電流バランス・チョークと呼ばれる) 内での DM 磁束の打ち消しは 小さな素子で大きなインダクタンス (mH の) を達成することを可能とするが、 同一のサイズの DM チョークは μH 程度であり、 電流が増加するに従って物理的に大きくなる。
導体の組を同一の磁気回路の周囲に何回も巻き付けることは CM インピーダンスを増加させるが、 浮遊容量がチョークを「短絡」させるので、高周波においては効果的ではない。 極めて高い周波数でのより高い減衰のためには、 いくつものフェライト・チューブやトロイドを、 それぞれに一度だけ通してケーブルに連ねた方が良い。 (寄生容量が小さいことから、表面実装フェライト・ビーズは 高周波で高いインピーダンスを達成することができる。)
便利なソフト・フェライト素子の１つは、縦に分割され、 プラスチックの「クリップ式」ハウジングに保持されたシリンダーである。 これは非常に容易にケーブルに取り付ける (そしてあまり働かないことがわかった時に取り除く) ことができ、リボン・ケーブルのためのフラット形のものも含め、 広範囲の形状や大きさのものが入手可能である。 全ての EMC 技術者はこれらをいくつも持ち歩いており、 対策のためと同様、それらを EMC 問題の診断や切り分けのためにも用いている。
Figure 3D はコモン・モードやディファレンシャル・モードのフィルタリングが、 様々な単純なフィルタにどのように組み込まれているかを示す。
「低い」、及び「高い」インピーダンスという用語が あまり適切に定義されておらず、 また必要な信号を取り扱うために使用可能な抑制素子のインピーダンスに (そしてその素子のコストや入手性、 アース基準の品質やそれへの結合のしやすさなどにも) 依存するので、 これらの規則は極めて粗雑なものである。
親指の法則として、 必要な電流が定格電流の 20% を超える場合にはこの影響を考慮すべきである。 EN61000-3-2 に適合しない電源は その定格 RMS 電源電流の何倍も大きいピークの 入力電流を吸い込むことも考慮すること。
イミュニティの制御のために： 必要なフィルタ性能は意図した電磁環境の脅威の規定と 保護すべき電子回路の感受性との比較によって決定することができる。 許容された機能的性能の低下も考慮に入れるべきである。 環境仕様は普通は EMC 規格、大抵は EN 50082-1 (望ましくは1997年版) や EN 50082-2 から取られる。 しかし、EN 50082-2 でさえも、 高レベルの 50Hz や無線周波 (RF) の電力が用いられ、 あるいは製品を稼働させている時に ユーザーがポータブル無線送信機を使うことを望む、 ある種の工業、科学、あるいは医学的環境においては不適切かも知れない。
安全クリティカルなシステムが関係する場合には 干渉事象に際しての機能低下は許されず、 安全インテグリティ・レベルを (例えば新しい IEC 61508 を用いて) 規定し、 必要なリスク水準を達成するために それに応じてイミュニティ試験レベルを上げるために用いるべきである。
これら全ては充分に体系化されているように聞こえるが、 最大の費用効果のためには EMC はどのようなプロジェクトの開始からも設計に入れられるべきである。 我々は通常は何かを組み立ててそれを試験するまでは 実際のエミッションや感受性を知らず、それではそのプロジェクトには遅すぎる。
これに対する回答は、 全ての導体が何らかのフィルタリングを必要とすると仮定することである。 しかし、我々は依然として知る必要がある： どの周波数の？ そしてどの程度の？
残念ながら、実際のエミッションの多くは 不要な CM 電圧や電流によって引き起こされている。 イミュニティも同様である： 我々は周波数範囲と脅威のレベルを規定することができるが、問題の多くは DM に変換されて信号を汚染する CM 干渉によって引き起こされている。 DM から CM への、あるいは CM から DM への変換は 不完全性によって引き起こされるので、 我々は簡単にフィルタの仕様を予測することはできない。 (このシリーズで議論される設計テクニックの多くはこの不完全性を減らし、 従って DM/CM、及び CM/DM の変換を低減する。)
マーフィーの法則は、あなたが全てのことを考えたならば その高価なオプションが不要であったことが判明し、 あなたが過剰設計に対して非難されるであろうことを保証する。 しかし、あなたが何らかの可能性を見落としたならば マーフィーはそれを暴露し、あなたはそれについて非難されるであろう。 我々は何をしても非難されるのであるから、 初期設計にいくつものフィルタの選択肢を含めることによって 我々の人生を大いに容易にすることもできるであろう。
製品が最初に EMC 試験された際 (製造図面が作られるよりもかなり前) に、 そのフィルタのいくつか／全ては最初は短絡され、 あるいは単純な高価でないフィルタが取り付けられるかも知れない。 対マーフィー策は、次に、それらを素早く取り付けるためのツールとともに、 広範囲の代替のフィルタと繁雑な手作業とを必要とする。 これは全ての EMC 技術者やテスト・ラボが フィルタ・メーカーからのサンプル・ボックスの山、溢れている工具箱、 そして既に暖まっている半田鏝や半田吸い取り器を持っている理由である。
幸い、様々な電子技術を様々な EMC 規格に適合させるように フィルタリングする経験はすぐに得られ、 大半の技術者は彼らの製品の中の異なった種類の導体のために 普通はどのフィルタが最も良く機能するかをすぐに学ぶ。 しかし、それぞれの新製品はその癖 (機構的なアセンブリにさえも影響される) を持っており、モデル１で機能したフィルタは モデル２には適切ではないものかも知れないことに注意せよ。 従って、常に (少なくとも初期の試作品においては) あなたが使いたいと思っているものよりも高価で大きいフィルタを想定し、 他の人全て (虚しい希望であるものの、ソフトウェアを含む) の設計が完了し、 その製品が EMC 試験に適切なマージンを持って合格した時にのみ この保険を取り除くこと。
製品ごとに不可避な個体差があることを忘れないこと。 従って、継続的に生産される製品においては、 慎重な設計者はエミッション、及びイミュニティ試験で 少なくとも 6dB の「工学的余裕」を目指すであろう。
電子機器の直流電源装置への AC 電源インレットに組み込まれた 典型的な電源フィルタについて検討してみよう。 AC 電源の CM、及び DM インピーダンスは、 それに接続されている負荷や注目している周波数に依存して、 １日のあいだに 2Ω から 2,000Ω まで変動することがある。 AC-DC 変換回路の DM インピーダンスは 波形のピークで整流器が導通している時には短絡のように見えるが、 それ以外の時には開放のように見える。 直流電源装置の AC 入力の CM インピーダンスは、 安全上の理由によるアースからの絶縁のため非常に高い (これが大半の主電源フィルタがラインからアースへの Y コンデンサを 主電源フィルタの装置側に接続している理由である： その最大インピーダンスと不連続とするため)。 これは、整合した 50Ω / 50Ω の状況とは明らかに大きく異なっている。
フィルタはインダクタとコンデンサから作られているので、 それは共振回路であり、その性能と共振性は その信号源や負荷のインピーダンスに強く依存することがある。 実際には、素晴らしい 50 / 50Ω 性能を持った高価なフィルタが、 平凡な 50 / 50Ω 性能の安価なフィルタよりも劣った実力を示すこともあり得る。
単一ステージのフィルタ (Figure 3D で示したような) は、 信号源や負荷のインピーダンスに極めて敏感である。 そのようなフィルタは、 50Ω 以外の信号源、あるいは負荷インピーダンスで使用された場合には、 容易に減衰の代わりにゲインを生じる。 このフィルタ・ゲインは通常は 150kHz から 10MHz の範囲に生じ、 10〜20dB 程度悪いものとなることがあり、 従って不適切な主電源フィルタの取り付けはエミッションを増加させ、 かつ／あるいはイミュニティを悪化させることがある。
Figure 3E に示すような、２段、あるいはそれ以上のステージを持つフィルタは 内部の回路ノードを信号源や負荷のインピーダンスに それほど強くは依存しないように保ち、 従ってその 50 / 50Ω 仕様とある程度は近い性能を提供する。 勿論、それらはより大きく、また高価になる。
信号源／負荷インピーダンスの問題に対処する最良の方法は、 その製造業者が CM (しばしば「非対称」と呼ばれる) と DM (しばしば「対称」と呼ばれる) 性能の双方を、 整合した 50 / 50Ω と不整合の信号源や負荷の双方について規定している フィルタのみを購入することである。 不整合での特性は、0.1Ω の信号源と 100Ω の負荷、及びその逆について、 50 / 50Ω 試験においても用いられる CISPR17 試験規格を用いて得ることができる。 フィルタが電流で過負荷とならず (上で議論したように)、 かつ適切にアースされている (以下で議論するように) という条件で、関係があるかも知れない フィルタの仕様に含まれる異なった曲線全ての最悪条件を組み合わせる。 このフィルタ曲線の最悪値の抽出の例を Figure 3F に示す。
患者に接続されることのある医用機器においては、 その安全規格によって、接地漏洩電流が どのような合理的な大きさの Y コンデンサも使用できないほど低いレベルに 制限されていることがある。 そのようなフィルタは、Y コンデンサを用いずに同じ性能を達成するために、 より良い CM チョーク、及び／もしくはより多くのステージを用いる傾向があり、 従ってより大きく、より高価なものとなる傾向がある。
システムにおいては、 いくつもの Y コンデンサ (小さいものであっても) からの接地漏洩電流が 大きな接地電流を生じることがある。 これらは異なった機器のあいだのケーブルに ハムや高レベルのトランジェントを乗せる接地電位差を引き起こすことがある。 現代的なベスト EMC プラクティスは等電位３次元格子接地接続を必要とするが、 多くの古い設備はこれを持っておらず、 従って古い建物の中のシステムを意図した装置では 低漏洩フィルタを用いる価値があるかも知れない。
独立した機関の安全性確認証明書が入手できており、 その信憑性、フィルタの型式と変種、温度範囲、電圧と電流の定格、 そして正しい安全規格の適用を確認した 主電源フィルタ (あるいは素子) を使用することが常に最良である。
50/60Hz での使用のために販売されているフィルタは、一般に 直流から 400Hz の範囲の電源で同じ性能で使用することができるかも知れないが、 事前に製造業者に確認することが最良である。 また、電源周波数が高くなると接地漏洩電流は増加するので、 50Hz においてのみ安全規格に適合するフィルタは 60Hz ではそれに適合しないかも知れず、 そして 400Hz では明らかに危険となるかも知れないことを忘れないこと。
しかし、エミッション／イミュニティ周波数が必要な信号と重なっている、 あるいはそれに近い場合には、Figure 3A のような DM フィルタを取り付けることは良くない ―― 不要な信号をフィルタリングすると干渉は削減されるが、 これは必要な信号も削減するであろう。 フィルタリングの代わり、あるいはそれと同時に、 遮蔽付きのケーブルやコネクタが必要となるであろう。
極めて高価な (太くて柔軟性のない) ケーブルを用いたとしても、 高データ・レートではシングル・エンド信号は EMC に大きな困難をもたらし得る。 平衡配線とともに平衡駆動／受信回路を使用する (1.4章 で議論した) ことは 高レート信号のフィルタリングと遮蔽をはるかに容易にし、 ケーブルのコスト (そして太さ) を減らし、 そして EMC 適合をはるかに容易にする。 そして、必要な信号のスペクトラム内で、 DM フィルタではなく CM フィルタが用いられるかも知れない。 これは、たとえ機能回路の部品コストが最小とはならないとしても プロジェクト全体の時間と製造コストを最小とする、 初期設計段階での良い考慮の例である。 それらを EMC 適合とすべき時が来た時に、 あるいはシステムでの干渉問題を解決するために 多大なコストと遅延を招く、チープな機能回路設計の例は多い。
低周波の計装、オーディオ、そしてその他の敏感なアナログ信号は、 導体の全長にわたって適切な遮蔽が行われていない場合には、 必要なイミュニティを達成するために多段のフィルタを必要とするかも知れない。 (残念ながら、依然としてケーブル・シールドが 片端でのみアースに接続されるべきであると考えている産業界においては 良い RF 遮蔽は「伝統的」なものではない ―― 2.6.6章 を見よ。)
電子モジュールが敏感な入力を持つ場合、 (その敏感な内部回路がその回路の他の部分から 内部フィルタリングや遮蔽によって適切に保護されていない限り ―― 第５部 を見よ) しばしばその入力、出力、そして電源導体の全てに高性能フィルタが必要となる。
この論文の目的のためのフィルタを取り付ける最良の場所は、 製品の「内部世界」と「外部世界」にあるケーブルとの境界である。 遮蔽付きエンクロージャにおいては、 可能であればバルクヘッド貫通型のフィルタを用いて、 フィルタを外部の面に RF 接続 (すなわち金属と金属の) すべきである。 遮蔽なしエンクロージャにおいては、通常はフィルタは PCB の一端で プリント配線板のグランド・プレーンに接続することが最良である。
フィルタ内のコンデンサと RF 基準として用いられる何かとの接続は、 非常に短く直接的な、 減衰させるべき最大の周波数の波長の 1/100 以下のものとすべきであり、 また非常に低いインダクタンスを持つべきである。 これは、たとえそれが緑／黄の絶縁を持っていたとしても (電気は色盲である)、 低周波 (例えば 1MHz 以下) を除いては フィルタ・グランドとしてワイヤを用いることはできないことを意味する。 例えば、もし 2.2nF の Y コンデンサを持つ電源フィルタが 長さ 100mm のワイヤだけでアースされているならば、 そのワイヤのインダクタンスによって その Y コンデンサは 20MHz 以上の周波数では完全に役に立たなくなるであろう。
1mm 当たり 1nH というのは、 アースへのワイヤ接続の影響を計算する際の良い親指の法則である。 フィルタの唯一の正しい接続は、少なくとも１点 (できればより多く) での、 フィルタの金属ボディーとアース基準との金属と金属の直接の接触である。 少なくとも１つの良い RF アース接続と併用している限り、 安全上の理由からフィルタに緑／黄のワイヤを取り付けることは許容できる。
明らかに、大半の伝統的な軍事用機器は堅固な良く設計された RF アース基準 (金属のボディーの機械や乗物の金属の仕切りにしっかりとボルト止めされた ダイキャスト alochromed ボックス) を持ち、 アースされたコンデンサが 劣悪な RF アース・インテグリティの影響を受けないことから、 軍事用信号フィルタは C のみのものや π 型のものに頼る傾向がある。
残念ながら、低コストを意識して構築される 家庭、商業、そして産業用製品においては、 RF アース・インテグリティはしばしば深刻な問題となる。 これらの用途で最も予測しやすいフィルタは、RC、LC、あるいは T 型のもの (L 素子にソフト・フェライトが用いられた) となる傾向がある。 これらは C のみの、あるいは π 型のフィルタよりも 低いレベルの RF 電流をアース基準に注入する。 軍用車がカーボン・ファイバーのような新素材を用いるようになると そのアース基準が効果的ではないものとなり、 R、L、RC、LC、及び T 型のフィルタが C や π よりも 費用効果が高いことに気付くかも知れない。
広範囲のフィルタと遮蔽のオプションを持つ D 型やその他のいくつかの種類のコネクタが入手可能であり、 適用が非常に容易であるので、 それらによる事後の EMC 改善は低電流の信号ケーブルのためには良い選択である。 それらの多くはそれぞれの信号／電源ピンから アースされた金属ボディーへのコンデンサを用いている。 それぞれのピンの周囲にソフト・フェライト・チューブを取り付けた D 型コネクタ、そしてそれぞれのピンに LC、T、あるいは π 型のフィルタを 取り付けたものでさえ入手可能である。 ピン・フィルタは CM 電流と DM 電流を同等に扱うので、 必要な信号が高周波のものである場合には適切ではない。
電話や Ethernet で用いられているRJ45 や類似のコネクタは、 組み込みのコモン・モード・チョークを持つものが入手可能である。 低周波コモン・モード・ノイズを除去し、 かつ／あるいは電気的絶縁を与えるために高速 LAN でしばしば用いられる バルンやパルス・トランスは、 しばしば高周波ノイズのより良い除去のために コモン・モード・チョークと組み合わせた形で入手することができる。
費用効果の良い EMC のためのもう１つの秘密は、フィルタリングと遮蔽とを、 それぞれが他方を補完する協同作業として見ることが正しいというものである。 フィルタ設計や取り付けの誤ったテクニックは 放射性のエミッションやイミュニティを容易に悪化させ得る。 同様に、不適切な遮蔽は 伝導性のエミッションやイミュニティを容易に悪化させ得る。
いくつかの製造業者は、コストを低く抑えるために、フィルタを 伝導性エミッション試験の周波数範囲内 (30MHz まで) で機能するようにしているだけである。 残念ながら、そのようなフィルタは しばしば遮蔽付きエンクロージャの遮蔽の完全性を損ない、 放射電磁界妨害に関する問題を引き起こす。
フィルタすべき外部ケーブルが遮蔽されたエンクロージャや部屋に入る箇所では、 フィルタはケーブルの入口の金属の壁に取り付けられ、 壁の金属材に RF 結合 (金属と金属の) されなければならない。 高周波でのより良い性能のために、 そしてエンクロージャ・シールドを損なうことを避けるために、 フィルタの金属ボディーと壁との低インピーダンスの電気的結合を達成するために フィルタの断面全周に 導電性ガスケットやスプリング・フィンガーを取り付けることもできる。
遮蔽されたエンクロージャに組み込まれた IEC インレット・フィルタは、 そのボディーが継目無しの構造を持っており、 かつそのボディーが Figure 3G に示すように 遮蔽金属材に RF 接続されている場合にのみ、 数十 MHz よりも上の周波数で良い性能を持つことができる。
バルクヘッド貫通フィルタが最良であるが、10A を超える主電源電流 (IEC 320 スタイルの主電源用コネクタの最大定格) のように、 用途によっては高価過ぎるものとなるかも知れない。 市場で入手できる高電力用の主電源フィルタの大半は ネジ止め式端子接続を持った単なる直方体のユニットである。 Figure 3G は、良好な高周波性能の達成を助けるために、 そのようなフィルタを メインの遮蔽エンクロージャ (「クリーン・ボックス」) の内側の専用の箱で囲む 「ダーティー・ボックス」手法を用いて実装する方法を示している。
ダーティー・ボックス内のフィルタの入力と出力のケーブルは非常に短く、 互いに遠く離れていなければならいが、そうしてさえも 非常に高い周波数は依然としてそれらのあいだで結合することができるので、 いずれかの (あるいは双方の) ケーブルに ソフト・フェライト・シリンダーを付ける必要があるかも知れない。
バルクヘッド貫通型ではないが、最高の性能を持たなければならないフィルタは、 しばしばその入力と出力の端子を それぞれの金属エンクロージャ (「ダーティー・ボックス」) で囲み、 それらのケーブルを標準的な円筒型の導電処理された コンジット・フィッティングを通して出すことによって対処している。 ケーブルをコンジットに通すことは フィルタされていないものをフィルタされたケーブルから効果的に遮蔽し、 フィルタはその最高の周波数まで効果的に機能する。 これは EMC テスト・チャンバでの使用を意図した 大半の電源フィルタで用いられている手法である。 同じ効果を得るために、 入力と出力のケーブルをコンジットに通す代わりに遮蔽しても良い。
基本的な種類の SPD は：
Figure 3H はこれらの４種類の SPD が典型的なサージ試験波形に曝された際の 電圧／時間カーブを示す。 これはガス放電管と SCR デバイスの抑制の開始が遅いことを示している。 それらは導通を始めるまえにトリガ電圧に達しなければならず、 この時間のあいだは損傷を与える可能性のあるサージ電圧を通過させる。 それらは折り返し特性も持ち、これはそれが一度トリガされて電流を流すようになると その両端の電圧がそれ以前にブロックしていた電圧よりもかなり低く低下することを意味する。 従って、それが DC 電流源に接続された場合に 恒久的に導通したままとならないことを保証するために、慎重な設計が必要となる。
酸化金属バリスタとアバランシェ素子は、 電流を流し始める電圧を持つツェナー・ダイオードのように動作する。 電流が増加すると、クランプ電圧は緩やかに上昇する。
通常主電源の抑制に用いられている SPD は、 大きすぎる漏洩電流、大きすぎる静電容量、インピーダンスの不整合、 あるいはその他の様々な問題のため、信号やデータ線のためには不適切であるかも知れない。 バルクヘッド貫通フィルタのように、 様々なデジタルやアナログの信号ケーブルに直接接続して 接地された金属構造に取り付けることを意図した、 コネクタの取り付けられた特別な SPD が入手可能である。 無線アンテナや高速データ線は、BNC のようなコネクタを用いた、 整合伝送線路型の SPD を用いる。
短い相互接続 (例えば、キーボードやプリンタと PC のあいだの) においては 接地電位差や高速トランジェント・バーストの問題は存在せず、 SPD のために残されたものは静電気放電 (ESD) トランジェントだけである。 ESD は、放電を完全に防止するためのプラスチックか、 さもなくば良好な接地接続を持つ金属構造を用いて 最も良く対処できるという点については、 第６部を参照されたい。
データのグリッチが許容できず、 サージからの唯一の保護が SPD の使用である場合には、 誤ったデータを検出して回復するための何らかの手段が必要となる。 1.4.7 で簡単に説明したような 通信プロトコルは普通の回答である。 単純なものからエキゾチックなものまでにわたる、 その全てが様々なオーバーヘッドとペナルティを持つ多数のものがあり、 最もコスト的に厳しい大量生産の応用においてさえも、 充分に良い自分自身のプロトコルを作れると思わずに 現実世界の応用で頑丈さが証明されたプロトコル (例えば CAN) を実現するチップを購入することが最良である。
共通 EMC 規格や製品群 EMC 規格がサージ防護に触れていない場合や、 そのサージ要求が不完全である場合 (例えば、EN50082-1:1992 や EN50082-2:1995 はサージ要求を全く持たず、 EN50082-1:1997 は主電源と直流電源ポートに対してのみサージ要求を与える) には、この規格や、 電子機器の落雷防護を扱うその他のもの (例えば IEEE C62.41-1991) を用いるべきである。
BS6651 Appendix C は建物の主電源引き込み接続から 20m 以降 (カテゴリー A として知られる、最も穏やかな位置) に配置される機器の主電源に対して以下の SPD 定格を規定している：
大半の住宅を含む、カテゴリー A となるほど大きくない建物は、 その内部に接続される機器のためにはカテゴリー B と規定される：
電話線やその他の信号／データ・ケーブル (建物の中をどれだけ引かれているかとは無関係に)、 そして建物の外に取り付けられる機器への主電源はカテゴリー C として知られている：
製品が落雷サージに対して適切に保護されている場合には、 一般にそれは他の原因によって発生する一般的なサージに対しても充分に保護されている。 用途がわかっているか、 あるいは落雷に起因しない高レベルのサージによる被害が疑われる場合には、 落雷防護規格によって要求されるものよりも１つ上のレベルに対して 製品を保護すれば一般には充分である。
ある種の超電導磁石、発電設備、あるいは核爆発電磁パルス (NEMP) は、 極度の、あるいは特別な種類のサージをもたらすことがあり、これにはここでは触れない。
もしヒューズがその SPD 回路にのみ入れられているならば、 サージ事象に際してそれが開放した際には SPD は切り離され、 それによって保護されていた機器はサージの残りに曝されて損傷を受ける。 たとえその保護された機器が損傷を受けていなかったとしても、 それは既にサージ防護を失っており、 従ってそれ以降の別のサージに強く曝されることになる。
もしヒューズが保護された機器へも行く線に直列に挿入されているならば、 SPD の故障によるヒューズの開放は機器をその線から切断するが、 これはクリティカルな用途では許容されないことがある。
SPD の過電流保護問題に対する簡単な回答はないが、 その SPD が受けることが想定される最大の回数のサージに対して適切な定格を持つ限り、 通常は上の方法のいずれかを受け入れられる。 長期的な信頼性を期待できるように 落雷によって引き起こされるサージの回数や強度の評価を可能とする、 地域や用途に応じたリスク・アセスメントとともに、 我々を助けるために落雷防護規格が用意されている。
SPD は、サージ電圧を「短絡」するために、常に分流モードで用いられる。 また、フィルタと同様、SPD は正しく組み立てられた場合にのみ期待したように機能する。 最も重要な点の１つは、リード・インダクタンスを避けることである。
サージ電流がリード・インダクタンスを流れると、 それは「let-through」電圧を増加させる電圧を発生する。 Figure 3J に示すように、引き込まれた電源 (あるいは信号) を SPD の端子に直接引き回し (あるいは配線し)、 そして保護された回路もその SPD の端子に接続することが最良である。
Figure 3J は、SPD が劣化した際の予期できない接地漏洩電流と その結果としての安全に関する問題のため、 可搬型やプラグ接続型の機器においては 相と接地のあいだの SPD の使用は (もし禁止されていないならば) 強く思いとどまるべきであることも示している。 従って、ライン―接地間 (コモン・モード) サージに対処するためには 他の手法を用いることが最良である。
しかし、電源の相と接地のあいだの SPD は、恒久的に接続された機器においては、 特にそれがその一方が故障した場合でも もう一方がいかなる SPD 接地漏洩による感電も防止するように 二重化された接地導体を持つならば許容できることがある。 建物内の機器の落雷サージからの保護を助けるために、 屋内配線においては大抵は SPD は相と接地のあいだに接続されている (例えば、BS6651 Appendix C を見よ) が、安全のためには、 そのような場合には建物の接地構造 (その共通接続ネットワーク) は 高度の冗長性を持ち、いかなる単一の導体にも依存しないべきである。
保護される回路と直列にして用いられる、他の種類のサージ制限部品がある。 異なった種類のものは、スイッチの投入の際のサージ電流のエミッションを防止し、 あるいは回路を電源からの電流サージから保護するために用いられる。 これらはここでは議論しない。
これは主電源入力自身を保護するが、 その製品に接続された信号ケーブルがある場合には、 今度は接地されたシャーシに現れたサージ電圧は 信号ケーブルを主電源サージの頭の部分に曝し、 これは関係する回路に損傷を与えることがある (大半のフォトカプラは 500V の定格しか持たないので、 たとえ光絶縁されていたとしても)。 従って、ライン―接地間サージからの保護のために 主電源入力に SPD が取り付けられている場合には、 全ての信号ケーブルもサージ保護を必要とするかも知れない。
同じ問題は、外部への電話線や LAN が 機器の保護接地やシャーシに接続された SPD によって保護されている場合にも生じる。 これは信号ケーブル上のサージがその製品の電源に損傷を与えられるようにすることがあり、 主電源にも SPD を使用する (あるいは、充分なライン―接地間絶縁電圧によって必要な保護を達成する) ことを必要とする。
コンピュータや通信機器のキャビネットは、 しばしばその金属キャビネットを それぞれが 500mm 以内の長さの１つ以上の高電流用ケーブルで 建物の共通接続ネットワークに直接接続することによって 「アース・リフト」サージに対処している。 それらのあいだで信号をやりとりする、 いくつかのキャビネットの「システム・ブロック」があるならば、 現代的なグッド・プラクティスは それらのキャビネットのあいだでの接地インダクタンスを低減するために 局所的な接地メッシュを構成することである。 これは設備のコストに加わるが、 引き込まれた主電源や外部 LAN や電話線に SPD が取り付けられた際の、 全ての内部通信 I/O に対するヘビー・デューティーな SPD の必要性をなくす。 明らかに、この接地と接合のテクニックは、 家庭用の、あるいは可搬型の装置には適当ではない。
これは、Keith Armstrong 氏が UK EMC Journal 上で発表した文書を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: March 11, 2000