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翻訳: T.Sato
EMC Journal の 93号から 100号には、 消費者、家電、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍需、工業、発電と配電、製品内、システム、あるいは設備を含む、 ミリワットから数十メガワットの DC/DC 及び AC/DC コンバータ、 DC/AC 及び AC/AC インバータを含む全分野をカバーしようとする企ての、 先行するパートが掲載された。 ハイブリッド自動車や電気自動車、 電気推進／牽引、「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明、 そして太陽光、風力、海洋温度差、潮力発電などのための電力変換器) もカバーされる。
93〜95号では図の番号の付け方がその他とは異なっていることをお詫びしておく。 私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本 [15] への 適切な参照を示すであろう。
抑制は、行なうことが困難で、相当多くの細部に注意を払う必要があることから、 そのように大きなトピックとなっている。
パワー・コンバータをその入力や出力のエミッションを最小とするような形で設計する方が 遥かに良い (費用効果が良く、出荷までの時間が短い ――[72] の 7.1章、[11]、及び [5] の 1章を参照)―― ことを忘れないで欲しい。 これらの設計上のトピックは、技術的、また財務的な成功のためにより重要であるので、 このシリーズの最初の方、[13]、[42]、[64]、[65]、及び [66] でカバーされた。
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| Figure 7.6-1: 単純な AC-DC コンバータの回路のノイズ電圧の例 |
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| Figure 7.6-2: 単純な PWM インバータの回路のノイズ電圧の例 |
全く同じノイズ・エミッション問題が、 この記事で検討する DC の出力や入力に当て嵌まるように、 AC-DC や DC-AC のコンバータの AC の入力や出力に当て嵌まる。 これらのノイズ・エミッション問題は DC-DC コンバータの入力と出力にも当て嵌まる。 そして、コンバータの DC リンクのいかなるノイズ電圧も、 コンバータの電源入力/出力を介して「逃げ出す」傾向がある。
だが、DC 入力、出力、そして DC リンクをフィルタする際に持つ大きな利点は、 静電容量の値を非常に大きくできることである。 Figure 7.6-1 と 7.6-2 は、それぞれ AC-DC と PWM AC-AC コンバータを、 その回路の様々なポイントのノイズ電圧の単純化されたスケッチとともに示す。
その波形が複雑過ぎるため、
AC 主電源入力のノイズ波形は図示していないことに注意されたい。
ブリッジ整流器は、整流された AC 主電源周波数とその高調波が 、
DC リンクのノイズ周波数とその高調波とミキシングされるように、周波数ミキサとして働く。
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| Figure 7.6-3: 高出力 AC モータ・ドライブからの
(フィルタされていない) 主電源入力ノイズ・エミッション |
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| Figure 7.6-4: 単一のダイオード内の 850MHz と 875MHz のあいだの相互変調 |
従って、次が得られる:
6f1-7f2 (i.e. 24.2Hz) で、約 6A RMS のノイズ電流
f2 (i.e. 39.4Hz) で、110A RMS のノイズ電流
12f1-13f2 (i.e. 87.8Hz) で、約 3A RMS のノイズ電流
6f1-5f2 (i.e. 103Hz) で、24A のノイズ電流
6f1-11f2 (i.e. 133Hz) で、12A のノイズ電流
24f1-34f2 (i.e. 140Hz) で、5.4A のノイズ電流
5f2 (i.e.197Hz) で、約 50A のノイズ電流
6f1-f2 (i.e. 260.6Hz) で、7.73A のノイズ電流
etc...
6パルス整流としても知られる対称3相ブリッジ整流は 300Hz (すなわち 6f1)、及び 2次、3次、4次、... に出力リップルを持つため、 f1 の高調波は全て6の倍数にある。
偶数次高調波と3の整数次高調波 (3次、9次、15次、...) のほとんどを相殺して 5次、7次、11次、13次、17次、19次、... のみを顕著なレベルで残す 3相チョッパ回路の対称性のため、f2 の高調波は5次から始まる。 そして、ブリッジ整流器の非線形を同時に流れるこれらの2組の高調波電流のあいだの 相互変調が様々な周波数全てを引き起こし、 全く新しい周波数に相互変調積 (IP) として知られる何百ものノイズ電流を発生させる。 [5] の 2.9.3章と同じ [4] の 7.3章は復調と相互変調を一般的に述べているが、 Figure 7.6-3 の例の中の3相ブリッジの6個の整流器の中の何ダースもの周波数は言うに及ばず、 単一のダイオードのような単純な回路内にただ2つの異なる周波数があることから生じ得る 相互変調の著しい複雑さの良い観念を与え損ねている。
スイッチ・モード・コンバータでは 850MHz ほど高い周波数は (まだ!) 見られていないが、
Figure 7.6-4 の2つの周波数が 85Hz と 87.5Hz、あるいは 85kHz と 87.5kHz であれば、
これと同じ結果が達成されるであろう
―― 唯一の違いは横軸の周波数のスケールとなろう。
だが、ここでの主題は DC 電源のフィルタであり、 前の2つの記事 [72] と [84] で述べられているフィルタ・テクニック全ては、 AC 電源入力/出力と全く同様、DC にも適用できる。 フィルタや電荷蓄積コンデンサに蓄えられた電荷の量は、 パワー・コンバータのスイッチング周波数 (そしてその高調波) でのエミッションを低減し、 しばしば「リップル」 ――DC 電圧レベルに重畳した AC 波形―― と呼ばれるノイズ電圧をもたらす上で 鍵となる点の1つである。
リップル・ノイズ電圧は明らかに DC 入力/出力についての重要な点であり、 内部 DC リンクについても重要な点となる。
任意のコンデンサの電圧変化についての助けになる単純な式は、 C をファラッドでの静電容量、ΔV を Δt 秒の期間に流れる IAV A の平均電流によって引き起こされる電圧変化として、 CΔV = IAVΔt である。
従って、例えば 1μs の期間中の平均 25A の電流によって充放電される 1000μF の完璧なコンデンサは、 その元の電圧が何であれ、0.025V の電圧変化を生じるであろう。 この基礎のもとで、 単純に静電容量を必要な値まで増やすことでノイズ電圧を任意に低減できるように見える。
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| Figure 7.6-5: 実際のコンデンサが複雑であることを示す一次近似等価回路 |
Figure 7.6-5 の回路の分析は、我々の製品を組み立てる実際のコンデンサ全ては、 等価直列抵抗 (ESR) と等価直列インダクタンス (ESL) によって引き起こされる 「汚染」に影響されることを示す。 この図での単純な時間ドメインと周波数ドメインの分析は、 コンデンサにスイッチング電流を流す時に予期すべきものを示す。
(コンデンサをバイパスする漏洩抵抗もあるが、 それは精密なサンプル/ホールド・アナログ回路、 そして回路が小さいバッテリーやコンデンサに蓄えられたエネルギーで 長時間動作しなければならない場合に重要なだけであるので、 この記事ではそれを無視する。)
ESR と ESL は DC リンク (DC 蓄積) コンデンサのフィルタとしての有効性を制限するが、 低容量の無極性コンデンサを並列に追加することでさえも、 それらも ESR や ESL に影響されることから、期待するほど助けとなるとは限らない。 また、コンデンサの並列接続はリップル電圧低減に完全に新しい問題を加える: コンデンサの ESL は非常に高いインピーダンス (下の 7.6.3章を参照) を持つ並列共振を生じさせる ―― 我々が低エミッションのために望むものではない!
多くの設計者と同様、私は、何ら驚くような有害な影響なしに、 あらゆる種類と値のコンデンサを並列接続してきた。 これが意味することは、発生した並列共振が スイッチャの基本周波数やその任意の高調波と偶然一致しなかったということである。
マーフィーの法則 [93] は、 引き起こされる高インピーダンス共振を考慮することなしにコンデンサを並列にすることは、 いずれ誰かがスイッチング・レートを僅かに上げることを求める (磁気コンポーネントの寸法を小さくすることでコストを節約するためかも知れない) まで良好なだけであろうことを告げる。
数時間で済むだろうと設計者の上司が予期したこの単純な作業は、「全く偶然に」、 その基本周波数か高調波を DC リンクやフィルタ・コンデンサの並列共振と一致させ得る。 そのような状況で、その新たな周波数の伝導性主電源エミッションが、 何もないところから、限度線の 20dB 以上まで突然跳ね上がるのは、珍しいことではない。
勿論、その不幸な設計者にはその理由は明らかでなく、
彼の上司はなぜ彼がそのような単純な作業にそれほど長くかかるのかを理解できない。
マーフィーの法則は全ての設計者の破滅のもとであるが、
それを避ける方法を見付けた者はいない。
(実際には私は見付けたことがあり、いずれそれについて書くかも知れない。)
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| Figure 7.6-6: リップル電圧がどのように伝導性エミッションに直接影響するかを示す |
Figure 7.6-6 は DC リンク・コンデンサの ESR と ESL がどのようにリップル・ノイズを増やすかを、 そしてこれがブリッジ整流器を介して、AC や DC の電源への差動モード (DM) ノイズ電圧/電流を どのように駆動するかを示そうとする例である。 この図はハーフ・ブリッジ・スイッチャに基づくが、 DC リンクを持つ任意の/全ての種類のスイッチャに当て嵌まる。
この図は、この DM ノイズ、及び (不平衡な) 電力配電網を流れるノイズ電流によって引き起こされるコモン・モード (CM) ノイズ の抑制のために必要となるであろう主電源フィルタを示していない。 電源入力/出力フィルタ ([72] の 7.3章、そして [84] のその続きを参照) では、 その電源が DC であれ AC であれ、 フィルタ・コンデンサの ESR と ESL によって全く同じ問題が引き起こされる。
伝導性電源エミッションを発生源で (すなわち DC リンク・コンデンサのリップル・ノイズを) 抑制する方が AC や DC の電源導体上のノイズを抑制するよりも通常は費用効果が良く、 これは [84] の 7.3.8章で述べた軍用ウィンチ・モータ・ドライブの 1つのコンデンサによる修正の基礎である。
Figure 7.6-5 から、コンデンサの総インピーダンス Zcap が
Zcap = {( -j/2πf・C ) + (j2πf・LESL) + (RESR)}
であるのを見ることができる。 (これはおそらく fres 程度までで良いだけの 一次近似を用いていることを覚えておくこと。)
純粋主義者は、私が上の式に虚数単位 j を含めたことに気付く (望むらくは賛成して) であろう。 学生時代、私は、それは -1 の平方根であり、従って虚数であり、 私の交流理論の指導者は「仮想」の電圧、電流、インピーダンス、 そして「仮想」の電力 (すなわち「電力のない電力」) さえも参照したので、 これを恐れたものであった。
だが、それが実際に (すなわち現実世界で) 意味することは、 j が乗じられた任意の量は 90°進んだ位相角を持ち、 j で除された任意の量は 90°遅れた位相角を持つということであり、 その位相角はオシロスコープではっきりと見ることができ、全く仮想的なところはない!
j の「-1 の平方根」の側面の理由は、 回路の容量性電流を誘導性電流と正確に等しくし、直列共振や並列共振を達成する時に明らかとなる ―― このような状況では、その電流は抵抗の特性のみを持つ。 上のコンデンサの一次近似の式でそれを試し、あなた自身のために証明してみて欲しい。
(誘導性と容量性のインピーダンスに関係する +j と -j の位相角を考えなければ 共振は生じず、同調回路を作ることはできず、 従って異なる無線周波「チャネル」に同調させることはできなかったであろう。)
DC リンク・コンデンサを選択する時、 基本スイッチング周波数で低インピーダンスを与えるため、 通常は大容量のコンデンサが助けとなる。 だが、ある静電容量よりも上では、 RESR の値が 1 / 2πf・C の値よりも大きくなることから、 利益は減少する。 従って、リップルを低減し、ノイズの放射を低くするためには、 非常に低い ESR が必要である。
上ではスイッチャの基本周波数が ESL の影響が無視できるほど低いことを仮定しているが、 これは常にそうであるとは限らない。 応用によっては、ESL は、 2πf・LESL が 1/2πf・C、 及び/もしくは RESR の値を超えるのに充分なほど高い。 従って、時には、基本周波数の抑制のためにも低 ESL が必要となる。
スイッチング周波数の高調波の抑制にも同じ事項が適用され、 勿論、周波数が高くなれば 1/2πf・C に伴うインピーダンスは減少するが 2πf・LESL に伴うインピーダンスは増加し、 結局、ある周波数以上では、 ESL がリップル電圧とノイズ・エミッションの抑制のための支配的な、最も重要な問題となる。 コンデンサの ESR を流れる電流は、コンデンサの寿命を、 特に湿式電解コンデンサの寿命を電解液のドライアウトによって短くするほど大きくなり得る 「I2R」加熱をもたらす。 これが、数ヶ月以上の動作寿命が必要であれば、環境温度定格、そして その設計が超えないであろう ESR とリップル電流の定格を持つ電解コンデンサを選択することが 非常に重要な理由である。 この加熱問題は高出力コンバータで特に重要であり、後で、 非常に低い ESR とそのような状況での非常に低い自己加熱を持つように開発された、 いくつかの特別なタイプのコンデンサについて簡単に述べるであろう。
それが「CE マーキング」規格と呼ばれるもので試験される最低の周波数よりも下にある場合、 多くの設計者はその代わりに試験される最低の周波数以上の最初の高調波で DC リンク・コンデンサを直列共振させることを試みるであろうものの、 基本周波数に直列共振を持つ DC リンク・コンデンサを選ぼうとするのは常に誘惑的である。 (試験される周波数範囲よりも下のエミッションを無視するのが賢明かどうかは後で議論する。)
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| Figure 7.6-7: EPCOS B43455 コンデンサ・シリーズのいくつかのデータ |
そして、それが、Figure 7.6-6 で図示したハーフ・ブリッジ型に似た、 51kHz のスイッチング周波数の、230V AC RMS 入力、300W 出力のスイッチング電源の ブリッジ整流器の後の DC リンクで用いられていることも仮定しよう。 その蓄積コンデンサは通常は 325V DC まで充電され、 例えば実効値電流 1A、ピーク電流 2A の、 スイッチング・デバイスへの鋸波電流波形を経験する。
さて、あなたの現在のプロジェクトは異なるスイッチング波形を、 従って鋸波とは大きく異なる周波数スペクトラムを持つことを、 そして異なる電圧と電力の要求、異なるスイッチャ・タイプ、 異なる全てのものを持つことはわかっているが、 これは DC リンク・コンデンサの容量、ESR、そして ESL に関係する問題の議論を助けるための 単純化された例に過ぎない。
鋸波は、スイッチング・デバイスの立ち上がり/立ち下がり時間で制限される非常に高い周波数 (この定格のコンバータではほぼ確実に 51MHz を超える) まで、 フーリエ分析 [94] を用いて次のように「分解」できる: 基本波 - 1/2(2次高調波) + 1/3(3次高調波) - 1/4(4次高調波) + 1/5(5次高調波) - 1/6(6次高調波) + 1/7(7次高調波) ....
高調波は交互に足されたり引かれたりするので、
実効値 1A でピーク 2A の総電流を達成するためには、
基本周波数の電流は若干大きくなければならず、
それを実効値 1.5A、ピーク 3A と推定した。
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| Figure 7.6-8: B43455 シリーズのコンデンサについての、
周波数によるインピーダンスの変化 |
この手軽なグラフと我々の例の 300W スイッチャの鋸波電流波形の高調波列を用いて、 その DC リンク・コンデンサが (近似的に) そのピーク電流を受け、 Table 7.6-1 で列挙したピーク・ノイズ電圧を生じるであろうと言うことができる。 製品の伝導性エミッションの測定は、その電源と直列に、 150kHz から 30MHz の範囲内で 50Ω のインピーダンスから給電する、 CISPR で規定された LISN を加える。
だが、DM リップル・ノイズ電圧の信号源インピーダンスは、 Figure 7.6-8 で 100Hz と 30MHz のあいだでは常に 3Ω 以下であるのを見ることができる、 関係する周波数での DC リンク・コンデンサのインピーダンスである。 従って、DC リンク・コンデンサ上のノイズ電圧は LISN の 50Ω では顕著に減衰しないであろうと仮定でき、 これがレシーバやスペクトラム・アナライザで測定されるものとなるであろう。
その基本周波数とその高調波は固定である (すなわち、それらは、周波数スペクトラム上の広い範囲に「ぼかす」ことでエミッションを低下させる スペクトラム拡散、あるいはカオス・テクニックを用いていない ―― [42] の 2.8章を参照) ので、伝導性エミッションの試験に際して、レシーバの尖頭検波器を用いた時、 準尖頭値検波器を用いた時とほぼ正確に同じ測定結果を与えるであろう。
これは、我々の 300W コンバータをそれらの伝導性エミッション試験に合格させるために
どれだけのフィルタが必要となるであろうかを見るために、
ピーク・ノイズ電圧の計算を、CISPR 22 (EN 55022) や CISPR 11 (EN 55011) のような
該当するエミッション試験規格の準尖頭値限度と比較できることを意味する。
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| Table 7.6-1: リップル電圧のノイズ・スペクトラムの分析 |
Table 7.6-1 は正確ではなく、 同じデータシートで与えられているグラフ (Figure 7.6-8 参照) が それを 10kHz で典型的には 30mΩ としているのに対して、 そのデータシートが 1,500μF コンデンサの Z を 10kHz で最大 130mΩ としている (Figure 7.6-7 参照) という事実が特に懸念される。
130mΩ と 30mΩ のあいだの差はおおよそ 12dB であり、 コンデンサの ESR と ESL の許容差にもかかわらず 継続的な生産での EMC 指令への適合を確かとし、 他のパラメータの許容差のための数 dB の「マージン」を残すためには、 右側のカラムのフィルタ減衰量を 12dB 増やすべきと思われる。
我々はそのコンデンサのインピーダンスが温度でどのように変化するかを尋ねてもおらず、 我々がここまで用いてきた値は 20℃ でのデータシート上の仕様に基づいている。 最もありそうなこととして、温度係数を調べれば、 この例でほとんどの時間にそうなるであろうように コンデンサが 40℃ から 60℃ のあいだで動作している時、 フィルタの減衰にさらに数 dB を加える必要があることに気付くであろう。
そして、クラス B 伝導性エミッション限度への適合のために、大体の値として、 フィルタの差動モード減衰量について 50dB を目指すと言うことができる。 クラス A のためには、(やや粗く) 37dB のフィルタ減衰量が必要であろうと仮定できる。
もし B43455 シリーズの 1,500μF を選択する代わりに 6,800μF を選択すれば、 100kHz 以下でのインピーダンスは約 0.03Ω から約 0.012Ω に、 すなわちおおよそ 8dB 低下するであろうが、 この大きさの増加は我々の 51kHz スイッチャの 3次と4次の高調波の伝導性エミッション限度への適合を助けるだけであろう。
その周波数範囲にわたるコンデンサのインピーダンスを例えば 20dB 低下させられたならば、 フィルタ要求を同じ量だけ緩められるであろう。 DC リンク・コンデンサにより多くを費やすことは、 電源入力フィルタのコストを低減することで、総コストを低減するかもしれない ([12] を参照)。
コンデンサのインピーダンスを低減する良い方法の1つは、 多数の小さいコンデンサを並列で使用することである。 これは、コンデンサのインピーダンス (ESR、ESL) のかなりの部分は、 実際の静電容量を作る金属箔がその端子に接続される方法、 そして端子自身に起因するためである。 多数のコンデンサを並列とすればそれらの相互接続の ESR と ESL も並列となり、 従って全体としてより良い効果を持つ。
例えば、6,000μF を与えるために4つの 1,500μF B43455 コンデンサを並列とすることは 30MHz までの全周波数範囲で Figure 7.6-8 の 1,500μF のカーブの 1/4 のインピーダンス対周波数カーブをもたらす筈であるが、 同じ範囲で単一の 6,800μF コンデンサは 200kHz まででおおよそ 1/4 のインピーダンスを示すだけである。
従って、(このシリーズの次の号で述べる良い PCB レイアウト / バスバー / ケーブルを用いて) 4つの 1,500μF B43455 コンデンサを並列で用いることは、 150kHz から 30MHz の周波数範囲での電源入力フィルタの要求を 12dB、 すなわち 50dB から 38dB に低減する筈である。
そのようなコンデンサ 10個を並列とすることは 20dB を獲得させ、 クラス B 伝導性エミッションのためのフィルタ仕様を 30dB に、 クラス A のためのそれを 17dB に低減する。
DC リンク・コンデンサの選択のその他の観点については、[95]、及び [96] を参照されたい。 [95] は低出力基板実装型スイッチャに焦点を当てているが、 その原理は任意の電力レベルに適用できる。 それはセラミックとタンタルのコンデンサを賞賛し、 私は航空宇宙用途で用いられるパワー・コンバータのための 28V DC の 低インピーダンスの DC リンクを与えるために 何ダースもの大容量セラミック・コンデンサを並列に用いてきた。
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| Figure 7.6-9: ECI 「Unilytic」シリーズ・フィルム・コンデンサの情報 |
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| Figure 7.6-10: SBE の Power Ring フィルム・コンデンサのいくつかの写真 |
発電 (例えば風力発電機) で用いられるもののような高出力インバータ、 そして電気自動車やハイブリッド自動車のようなモータ制御での最も重要な問題は、 (前に述べたように) ESR を流れるリップル電流の I2R 効果によって引き起こされる加熱である。 この懸念は [96] では非常に率直であり、 これは高出力コンバータのために意図された他のプロプリエタリなフィルム・コンデンサ ――そのいくつかの例を Figure 7.6-10 に示す、SBE の Power Ring Film CapacitorTM―― の構造を議論する [97] と [98] での主要な検討事項でもある。
[97] は、「独自の端子構造設計」を持つ 1000μF 600V Power Ring フィルム・コンデンサ (Figure 7.6-10 の右側に示すもののような) は、おおよそ 3nH の ESL を持ち得ると言う。
[97] は Figure 7.6-10 の左下に再掲した三相 IGBT インバータの構造の例を示し、 DC バスバー構造の慎重な設計とともに、このパッケージ全体はおおよそ 20nH の ESL を達成でき、 このほとんどが IGBT パッケージの端子の最適でない配置による構造に強いられていると言う。 DC バスの総インピーダンスは負荷に供給されるスイッチング波形のオーバーシュートのために重要であるが、 PCB / バスバー / ケーブルの良い設計 (次のシリーズでカバーする予定) により、 電源入力上の伝導性エミッションに対するその重要性はほぼゼロまで低減できる。
[97] も [98] も ESR の値を与えていないが、 [98] は 200A RMS が流れている時に SBE の 700D348 1,000μF コンデンサ内で発生する熱が 6W (!) 以下であると言っており、これから ESR を 0.15mΩ と推定できる。
従って、上の 300W コンバータの例の中で、 0.15mΩ の ESR と 3nH の ESL のコンデンサを持つ DC リンクを達成するために このモデルの 1,000μF コンデンサ、 そしてコンバータの PCB / バスバー / ケーブルの良い設計テクニック (次の号を参照) を用いて、 Table 7.6-1 でリストしたエミッションを 150kHz 前後で 46dB 程度、 30MHz で 15dB 程度低減できよう。
これはクラス B のための 150kHz から 30MHz の範囲全体で 50dB のフィルタ仕様を、 150kHz での 0dB から 30MHz での 35dB まで減衰量を増すフィルタに低減できよう。
クラス A は 2MHz 前後での 0dB から 30MHz での約 22dB までの減衰の 電源入力フィルタを必要とするだけであろう。
勿論、上では、全ての技術者が行なう必要がある費用便益分析を無視してきた。 上の 300W コンバータの例について、 Figure 7.6-9 と 7.6-10 のもののようなプロプリエタリの電力用フィルム・コンデンサの使用は コスト面で行き過ぎであろうことはほぼ確かで、 4つの 1500μF B43455 コンデンサを並列で用いることは それが置き換える 12dB のフィルタを用意するよりもコストを要するであろうことはほぼ確実である ―― 何らかの電源入力フィルタはいずれにしても確実に必要となるので、特にそうである。
だが、現実世界では、フィルタは共振し ([84] の 7.3.7章から 7.3.8章を参照)、 現実世界で 50dB の減衰を 150kHz から 30MHz で確実に与えることは、 販売業者のフィルタのカタログが見せているように簡単なものではないことがしばしばである ([84] の 7.3.8章で述べた、 潜水艦用ウィンチ・ドライブからのエミッションの抑制についての話で証明したように)。
また、1500μF DC リンク・コンデンサは、 AC 主電源ディップ、ドロップアウト、そして短時間停電に対処するために充分な 保持時間を与えないかも知れない。
停電中に許容できる DC リンク電圧のドループが 50V (例えば 325V DC から 275V DC) と仮定すると 1500μF コンデンサは 1A RMS を 75ms 供給するだけであろうが、 一般イミュニティ試験規格 IEC/EN 61000-6-1 (住居、商業、及び軽工業環境) は 主電源の 5サイクル (すなわち 100ms) 続く 60% ディップを印加する。 重工業バージョン (IEC/EN 61000-6-2) は 50サイクル (1秒) の 60% ディップでの試験を追加する。 【訳註 ―― これらはやや古い版の規格の要求であり、 いずれにしても規格で要求されている性能判定基準は C である】
従って、DC リンク・コンデンサにより多くを費やすことが、 結局は費用効果が良いことがわかるかも知れない!
設計変更が非常にコストを要する、 最も望ましい設計変更のほとんどが実行可能でさえないプロジェクトの最後で EMC 試験に合格させようと奮闘するのではなく、 プロジェクトの初期 (設計の変更が実質的に自由である時) に正しい決定を行なうことを確かとするために、 明らかに一般にある程度の実験 (伝導性エミッションの測定を伴う) かシミュレーションが必要である ([91] の序文を参照)。
これは、コンポーネント仕様のこれらの非理想的な部分を、 選択したコンデンサをコンポーネントのライブラリから追加する度に 実際には Figure 7.6-5 に示すような複雑な回路を追加するようにすることで行なえる。 その代わりに、それぞれのコンポーネントの一次近似回路を実際に描き、 適当な ESR と ESL の値を入力することもできる。 一次近似特性のデータは評判の良い製造業者のデータシートから入手できる筈であり、 いかなるスイッチング回路もそれなしで設計しようとすべきではない。
ここではコンデンサについて議論しているが、 それぞれのコンポーネントについて一次近似回路を含めるという同じ議論は、 スナビング、あるいは回路設計やコンポーネント選択の変更を必要とするかも知れない オーバーシュートとリンギングの予測を助けるであろう、 回路内の受動/能動コンポーネント全て、特にスイッチング・デバイスに当て嵌まる。 1980年代中期、私は (UK では) 大きな企業での新しい設計プロジェクトを管理していて、 シミュレータを購入した。 その 500MB ハード・ドライブは小型家庭用オーブンの大きさで、 これは 30年のあいだに技術がどれほど進んだかを示す。 そのプロジェクトは、正しく動作させることが実に難しいことがわかった、 200W 25kHz 正弦波インバータを用いた。 このインバータは我々の新しいおもちゃでシミュレートした最初のものであったが、 それがそれぞれのスイッチング・トランジションで5つのスイッチング・エッジを予測したのを見た時、 我々にはこれがどうして起き得るかわからず、 そのシミュレータが馬鹿げた結果を与えていたものと仮定した。 そこで、我々はシミュレータを無視し、そのインバータを、 限定的な理解 (勿論、後になるまで、どれほど限られていたかに気付かなかった) と試作品を用いた多数のトライル & エラーを伴う、古き良き方法で設計した。 その回路が、1回そうして欲しい時に、 実際に5回スイッチする (非常に素早く!) ことに気付くまでに、苛々させられる6ヶ月を要した。
この余計なスイッチングが実際の問題であったことに気付いた後、 何がそれを引き起こしていたのかを非常に速やかに学び、良い前進に向けた設計を始めた。 だが、そのプロジェクトのその部分での6ヶ月の遅れの真のコストは、 非常に高価な最新のシミュレータと一般にみなされていたものの購入価格と同程度であった!
回路シミュレーションに少なくとも一次近似等価回路要素を含める価値を証明するために、 1μF と並列の 100μF をシミュレートし、 最初は理想的な (完璧な) 静電容量として、 次に高インピーダンス並列共振を示す ESR と ESL を加えたもので、 周波数とともにその合成インピーダンスがどのように変化するかを測定して欲しい ドラマチックだろう!
Figure 7.6-6 とこの記事は、それが PCB トレース、バスバー構造、あるいはワイヤのいずれであれ、 導体とその引き回しの影響を無視している。 シミュレータによっては フィールド・ソルバから該当するパラメータを抽出して回路シミュレータに取り込むために 3D フィールド・ソルバと連携できるものの、 基本的には導体である物のこれらの非理想的な影響は回路シミュレータではカバーされない。
最初の試作品が作られる前に スイッチャの動作性能の全ての側面とその伝導性エミッションを仮想的にシミュレートするために、 設計のいくらかの繰り返しの後で、回路シミュレータの回路図に 3D フィールド・ソルバから抽出した「構造的寄生成分」を反映させることがこれを可能とする。 これは、本質的には、 製品が機能と EMC に関して「最初から正しい」ことを確かとするために、 90日以下の販売寿命を持つパーソナル・コンピュータのマザーボードが生産される方法である。
そのような素晴らしい離れ業を行なうために必要なコンピュータ・ソフトウェアは安価ではない (その値段を告げられた時、ほとんどの人は大笑いする!) が、 実際には、そのようなソフトウェアが、 通常の事業計画が受け入れ可能なものとみなす3年を考えるまでもなく、 次のプロジェクトでその購入価格を払い戻すことを示す良い事例を示すことは容易である。
私は、50kW 可変速モータ・ドライブの 20kHz 前後での伝導性エミッションが 工場の他の機器ほとんどの制御を損なうのを見たことがある。 4kHz スイッチング・モータ・ドライブの 5次高調波が 工場の主電源配電網の 20kHz 前後の自然の「並列」共振によって増幅され、 その施設全体で 20V p-p 程度を発生した。
より良い主電源フィルタ (興味深いことに、150kHz 以上でエミッション規格に適合させる最低のコストのカスタム設計のものではなく、 ドライブ製造業者 (シーメンス) が推奨するもの) の取り付けがこの問題を解決したが、 それは、生産の大きな喪失とそのユーザーに対する大きな財務的損失のもとで、 そのドライブを含む非常に高価な新しいマシニング・センターが 6ヶ月近く使えなかった後のことである。
そして、700kW AC モータ・ドライブからの1kHz〜20kHz (基本波と高調波) のエミッションが 大型洋上採掘プラットフォーム・クレーンを制御から外して深刻な安全上のハザードを生じ、 その製造業者に全体で 5400万ドルのコストを要させたのを見たことがある。 彼らは EMC のコストを賢く節約したと考えたが、 控えめなキャッシュフロー分析でさえも、市場での評判の喪失を考えるまでもなく、 EMI によってこの単一のプロジェクトで費やした 5400万ドルは、 これまでの数十年にわたって「EMC を節約した」ものを大きく超えた。 従って、パワー・コンバータ (少なくとも 1kW を超えるもの) を設計する時、 次の理由から、その周波数が低いとしても、全てのエミッションを抑制するのが最良である:
この最後のポイントはさらに展開する価値がある。 EMC 指令 2004/108/EC の第10条 (「セーフガード」) は、 製品はエミッション試験全てに適合して「適合の推定」を得て CE マークを付けられるが、 それが現実世界で実際に干渉を引き起こしたならば依然として法的措置に直面することを、 完全にはっきりとさせている。
だが、任意の執行措置のコストは、通常は、 上の洋上プラットフォーム・クレーンの例のように、顧客に EMI 問題、 特に安全関連の問題を引き起こす製品を供給した商業的コストと比較して些細なものである。
[5] "EMC Design Techniques for Electronic Engineers", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK Nov. 2010, ISBN: 978-0-9555118-4-4, from www.emcacademy.org/books.asp.
[11] "When the going gets tough - smarter design wins",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 81, March 2009, pages 21-24,
available from the archives at wwww.theemcjournal.com.
翻訳: 厳しい情勢では、より賢明な設計が勝つ
[12] "BOM cost and profitability",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 82, May 2009, pages 32-34,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: BOM コストと収益性
[13] "The EMC design of Switch-mode and PWM power converters",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 93, March 2011, pages 26-34,
available from www.theemcjournal.com
スイッチ・モード電源と PWM パワー・コンバータの EMC 設計
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from www.emcacademy.org/books.asp
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[64] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for HF isolating transformers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 95, July 2011,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[65] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for LF (mains) rectifiers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 96, September 2011,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[66] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for high frequency (HF) output rectifiers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 97, November 2011,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[72] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Suppressing RF emissions from converter inputs and outputs",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 98, January 2012, pages 27-38,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[84] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Suppressing RF emissions from converter inputs and outputs",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 99, March 2012, pages 30-42,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[85] "Fundamentals of EMC Design: Our Products Are Trying To Help Us", Keith Armstrong, Interference Technology Magazine, 04/03/2012, www.interferencetechnology.com/fundamentals-of-emc-design-our-products-are-trying-to-help-us-3
[92] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers' - Shielding (screening) the power converter's output cable", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 100, May 2012, pages 32-38, available from the archives at www.theemcjournal.com
[93] "The Truth of Murphy's Law", Keith Armstrong, The EMC Journal, November 2008, available from the archives at www.theemcjournal.com
[94] http://en.wikipedia.org/wiki/Sawtooth_wave
[95] "Input and Output Capacitor Selection", Texas Instruments Application Report, SLTA055, February 2006, by Jason Arrigo, http://www.ti.com/lit/an/slta055/slta055.pdf
[96] "Selecting Film Bus Link Capacitors For High Performance Inverter Applications", Michael Salcone and Joe Bond, EMDC conference 2009, http://www.ecicaps.com/pdf/whitepapers/IEMDC_2009_11310_Final_Rev_4.pdf
[97] "Characterization of Equivalent Series Inductance for DC Link Capacitors and Bus Structures", M.A. Brubaker, T. A. Hosking, and E.D. Sawyer, PCIM conference 2012, http://www.sbelectronics.com/wp-content/uploads/2009/11/PCIM_2012_Final-2.pdf
[98] "Low Inductance - Low Temp Rise DC Bus Capacitor Properties Enabling the Optimization of High Power Inverters", Edward Sawyer, PCIM 2010, http://www.sbelectronics.com/wp-content/uploads/2010/05/PCIM_paper_May_2010.pdf
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2012-09-15