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翻訳: T.Sato
EMC Journal の 93号から 103号には、 消費者、家電、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍需、工業、発電と配電、製品内、システム、あるいは設備を含む、 ミリワットから数十メガワットの DC/DC 及び AC/DC コンバータ、 DC/AC 及び AC/AC インバータを含む全分野をカバーしようとする企ての、 先行するパートが掲載された。 ハイブリッド自動車や電気自動車、 電気推進／牽引、「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明、 そして太陽光、風力、海洋温度差、潮力発電などのための電力変換器) もカバーされる。
93〜95号では図の番号の付け方がその他とは異なっていることをお詫びしておく。 私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本 [15] への 適切な参照を示すであろう。
このシリーズの以前の記事で、 パワー・コンバータのスイッチされた、あるいはチョップされた出力に 電気的絶縁を与えるために用いることのできる高周波 (HF) 変圧器からそれを区別するために、 主電源変圧器を「低周波 (LF) 変圧器」と呼んだ。
公称主電源周波数は、16 2/3 Hz から、より馴染み深い 50 Hz や 60 Hz、 そして航空機のエンジンに取り付けられた発電機が発生する 400 Hz にわたる。 スイッチ・モード電力変換技術を用いる主な理由の1つは、 伝統的な「リニア」パワー・コンバータで用いられている、 大きく、重く、高コストな LF 絶縁変圧器を、より小さい HF 変圧器で置き換えることで、 より低いコストと重量で電気的絶縁を達成することである。 HF 絶縁変圧器に関係する EMC 問題は、[66] の、このシリーズの第6章で述べた。
だが、LF 絶縁変圧器は、HF 絶縁変圧器では手に入れられない、 EMC のための価値のある利益を与え得る。 従って、それらは大きく、重く、そして高コスト (特に今日の銅の価格上昇のため) なコンポーネントであるが、時には最も安上がりな EMC 緩和手段となり得る。
従って、我々の EMC 業務での良い費用効果の達成を助けるために ([11]、[12]、及び [13] の 1.4章を参照)、他の EMC 設計と緩和の論点とともに、 LF 絶縁変圧器が設計プロセスの初期で考慮されることを確かとすべきである。 (この章の後の方で、EMC 設計問題をプロジェクトの最後まで放置することで引き起こされた、 非常に高くついた多くのインシデントの例を示す。)
[72] の 7.3章 (及びそれ以降) で、パワー・コンバータの DM と CM のノイズ電流が、 入力と出力のフィルタのコンデンサとインダクタによって、 そしてフィルタが管理すべき周波数範囲にわたって低インピーダンスを持つように設計された パワー・コンバータのシャーシ/フレーム/エンクロージャなどへの低インピーダンス接続によって、 どのように「舵取り」されるかを示した。
この「ノイズ電流の舵取り」の結果は、 それがほとんどパワー・コンバータのアセンブリの中を流れるというものである; 伝導性ノイズ・エミッション限度に適合する程度の、 そして任意のケーブルから放射されるノイズを低減することで 放射性ノイズ・エミッション限度への適合も助ける、 僅かな DM と CM のノイズ電流がコンバータの外側を流れる。
AC 配電網が施設内や艦内にばらまかれた2つ以上の機器に給電する場合、 等しくない負荷のために各相の DM インピーダンスは互いに異なり得るし、 各相と接地とのあいだの CM インピーダンス ---これは通常はかなり高い (kΩ、あるいは MΩ にもなり得る)--- は長いケーブルの浮遊容量や他の機器の CM フィルタのためにかなり低くなり得る (数十Ω、あるいはそれ以下にさえも)。
配電網内での共振効果も各相のあいだに不平衡の DM インピーダンスを生じ得るし、 各相と接地のあいだの CM インピーダンスは共振周波数において非常に低くなり得る。
配電網に関係するそのようなインピーダンス特性は パワー・コンバータの主電源フィルタの性能を低下させ得る ([109] を参照)。
例えば、主電源の CM インピーダンスが低い時、 主電源フィルタ内のシャント・コンデンサが達成するローカルなノイズ・ループ (すなわち、EMC のために良いもの) のインピーダンスと 主電源内の外部ノイズ電流ループ (EMC のために悪いループ) との比率は、 望んだほど高くないかも知れない。 Figures 7.12-1 と 7.12-2 はこの問題を示そうとする。
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| Figure 7.12-1: 意図された状況:
主電源フィルタと RF 接続がパワー・コンバータが発生するノイズに対して
低インピーダンスのローカルな経路を与える |
Figure 7.12-1 は、[72] の Figure 7.3-8 の「電源側」のみのコピーに、 配電網を示すためにその AC 電源に若干の細部を付け加えたものである。 それは、全周波数範囲にわたる DM と CM のノイズ電流のための、 小さい面積の、ローカルな、低インピーダンスの経路を作るために、 包括的な主電源フィルタを用いて (1段フィルタが示されており、最も実用的なフィルタは2段以上を持つであろう --- [72] の Figure 7.3-9 を参照) どのように設計するかを示そうとする。
そして、電磁誘導のファラデーの法則 (マクスウェルの4つの有名な式の1つ) により、 ノイズ電流は、伝導性と放射性のエミッション問題を引き起こすことのできる配電網を流れるよりも、 我々が作ったローカルなループを流れることを「好む」。
(自然法則に逆らうのではなくそれと協働し、 従って最も高い費用効果を達成するこの重要な EMC 設計テクニックについてより詳しくは、 [32]、[33]、[85] 及び [111] を参照。)
Figure 7.12-1 は、 パワー・コンバータが放出する CM ノイズ電流が主電源網を流れるのを防ぐことを助けるために、 AC 主電源の見かけ上の CM インピーダンスを上げるために 主電源フィルタで CM チョークをどのように使用することを好むかも示す。
だが、そのインダクタンスは主電源網で自ずと生じる CM キャパシタンス (主電源ケーブルと接地構造のあいだの浮遊容量) と直列共振し得るので、 CM チョークが抵抗性ではなく誘導性の振る舞いをする ([5] の 5.2.6章を参照) 低い周波数での問題がある。
直列共振ループは非常に小さいインピーダンスを持つ: その導体のレジスタンスのみ。 主電源フィルタの CM コンデンサは低い周波数では比較的高いインピーダンスを持つので、 CM ノイズ電流の多くは、我々が望むようにローカルに循環するのではなく 配電網の一部を流れることとなり、おそらくは干渉を引き起こし得る。 また、もし同じ主電源に接続された他の機器に取り付けられた主電源フィルタが 容量性の CM 入力 (Figure 7.12-1 で用いられているような 直列 CM チョークによって与えられる誘導性や抵抗性の入力ではなく) を持つならば、 この追加の容量は配電網のケーブルの容量に加わって共振周波数を下げる。
従って、実際の応用では、主電源フィルタは特定の周波数において
EMC 試験所での試験が暗示するよりも著しく効果が下がり得るし、
ノイズ・エミッションを抑制するのではなく増幅さえし得る!
その結果が現実の干渉問題となることがあり、
この問題は以前に [84] の 7.3.3章、7.3.7章、7.3.12章、及び 7.3.13章で述べた。
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| Figure 7.12-2: 配電網の CM インピーダンスが
一部の周波数で主電源フィルタの CM 減衰を悪化させ得る |
Figure 7.12-2 は上の議論を「集中」複素インピーダンスのセットに縮退させ、 特定の周波数における配電網 (そしてそれに接続された他の機器) の影響が 主電源フィルタを特定の低い周波数で効果が低いものとし得ることを示そうとする。
Figure 7.12-3 に示すような LF 絶縁変圧器の取り付けは3相 DM インピーダンスの平衡を回復させ、 これは主電源高調波を低くし、DM フィルタの最適な動作を助ける (だが Figure 7.12-3 は単相システムのみを示すことに注意)。
それはパワー・コンバータの外部電源が DC からある低い周波数
---数 KW の定格の変圧器では おそらくは数百 kHz、場合によっては 1MHz や 2MHz までで、
電力定格が上がると周波数が低下する---
までで高い CM インピーダンスを持つことも確かとし、
この周波数範囲にわたる電源網のインピーダンス特性にかかわらず
主電源フィルタが所望のノイズ抑制を達成することを助ける。
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| Figure 7.12-3: 主電源絶縁変圧器の使用 |
現実の複素インピーダンス (主電源の供給源と負荷のために全ての EMC ラボで用いられる抵抗性の 50Ω インピーダンスと違う) から給電され、あるいは負荷がかけられた時に共振しないように 主電源フィルタを選択することは [84] の 7.3.7章と 7.3.8章でカバーしたので、 ここでは繰り返さない。 我々自身の主電源フィルタを作っているならば、 [5] の 5.2.8章と 5.2.9章で与えられた制動の情報が必要である。
上のリストの項目 (a) と (c) の双方は同じ目的を持ち、個別に、あるいは一緒に適用できる: パワー・コンバータが放出する最低のノイズ周波数 (fMIN) よりも充分に低くなるように 配電網の共振周波数を低下させる。 配電網のインピーダンスとコンバータの主電源入力との相互作用によって引き起こされる 共振の取り扱いには、2つの主な懸念がある:
配電網とそれに接続された機器のキャパシタンスの自然な変動はこの周波数を時とともに変え得るし、 マーフィーの法則は、起こり得る最大のトラブル、コスト、そして当惑を引き起こす時に限って それがコンバータのノイズ・エミッション周波数と一致する運命にあると告げる。
ライン - 接地間コンデンサを増やすことは幾分わかりきったことであり、 使用するコンデンサは安全のために適切な Y 定格を持つべきであり、 物理、及び気象環境 (衝撃、振動、湿度、温度など) への最悪条件の曝露と 合理的に予期される保守の誤りのもとでも、予期される運用寿命にわたり、 AC 電源とその高調波や中間高調波の波形歪み (一部の洋上プラットフォームでは 30% に達し得る --- [54] を参照)、そして 電子機器からのエミッションが引き起こすノイズ電圧からのリップル電流に対処できるべきである ということを除き、ここではこれ以上述べない。
もし、主電源配電網に接続されたコンデンサの高い信頼性を確かとすることの重要性について、 私がちょっと人騒がせなことをしていると考えるならば、[113] を読んで欲しい。 この参照は、数千人の乗客と船員を乗せたまま、 暗闇の中、電力なしで、1時間ほどのあいだ波まかせ風まかせで漂流するままとさせた、 クイーン・メリー号に搭載された力率補償コンデンサの破局的な故障の事例研究へのものである。
しばしばパワー・コンバータからの主電源高調波エミッションの低減のために用いられる、 一般に「ライン・リアクトル」として知られている直列インダクタを追加することで、 パワー・コンバータの主電源入力のインダクタンスを増やすことができる。
これらの直列インダクタは [72] の 7.2章で述べられ、Figure 7.2-3 と 7.2-4 で示されており、 主電源高調波エミッションの抑制に関する将来の章でより詳細に述べる。 この状況では、それらは網の CM キャパシタンスとの任意の共振周波数を パワー・コンバータが放射する最低の周波数よりも充分に下まで低下させ、 エミッションに影響しないようにするするために用いられる。
だが、全ての直列チョークは主電源電圧をある程度低下させ、
これはコンバータで利用できる電力を低下させ、
(より多くの熱を捨てることで) 効率を低くし過ぎ得るし、
電源のサグやディップによる不足電圧トリップの頻度を増加させもするかも知れない。
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| Figure 7.12-4: 主電源絶縁変圧器の代わりとしての直列インダクタの使用 |
直列共振周波数をパワー・コンバータのノイズ・スペクトラムの下までうまく低下させるために、 直列インダクタ、及び/もしくは並列コンデンサが 上で述べたどの問題も引き起こすことなしに追加された場合でも、 その共振周波数で CM ノイズを増幅するであろう共振する電力網の構造がある。
これらの低い共振周波数のノイズは、 大型のパワー・コンバータが (そのより低いスイッチング/チョッピング周波数に伴って) 放射し、 あるいは雷サージ (雷撃のエネルギーの多くは 10kHz 以下のスペクトラムに含まれる) や 電気的故障によって引き起こされ、主電源配電網上に存在するかも知れない。
一般的に言うと、配電網上の連続的な、また過渡的なノイズからのエネルギーは、 低い周波数の方が多い。 従って、コンバータの主電源や接地端子の直列インダクタンスを増やすことで 網の共振をより低い周波数に同調させることは、 電源網へのノイズのエミッションをかなり低減するかも知れないが、 その網の共振周波数でノイズ、及び/もしくは過電圧サージのレベルを上げ、 パワー・コンバータをより干渉を (損傷さえも) 受けやすくさせ得る。
従って、望まれない副作用のより少ない、より複雑でない解決策の1つは、 そのパワー・コンバータ用の、その近くに置かれた、 大きく、高コストな主電源絶縁変圧器を用いることである。
LF 主電源絶縁変圧器は、高い CM インピーダンスを与える周波数範囲の拡大のために、 特別な設計テクニック (例えば一次と二次のあいだの物理的な隔離の増加、及び/もしくは ローカルな RF 基準に RF 接続される1つ以上の巻線間シールドの追加、など) を使用できる。
それらは RF CM チョークが主に抵抗性の振る舞いを始める周波数まで 高い CM インピーダンスを与える必要があるだけであることを覚えておくこと ([5] の 5.2.6章を参照)。
絶縁型主電源変圧器を用いる場合、 パワー・コンバータの主電源フィルタの CM フィルタ回路のコストを低減し、 場合によってはそれを完全に取り除くことさえできるかも知れない。 パワー・コンバータの主電源入力からの CM ノイズが配電網の広い範囲を循環して 限度値を超え、あるいは干渉を引き起こすことを防ぐためには、 主電源フィルタ全くなしで、主電源絶縁変圧器だけで充分であることがわかるかも知れない。
勿論、連携する DM 主電源フィルタなしでは、 絶縁変圧器はパワー・コンバータの DM ノイズ・エミッション、 あるいは結果的な主電源波形歪みに対して僅かなことしかしない (おそらくは何もしない) であろうが、 いずれにしてもこれは大抵は CM ノイズ・エミッションほど問題ではない。
パワー・コンバータに DM とともに CM に対処する主電源フィルタが取り付けられている場合、 広範囲を循環する CM 電流に伴う問題の大半は低い周波数、150kHz 以下で生じる。 この場合、経験的に、通常のタイプの構造の絶縁変圧器は この周波数範囲の CM 電流の制御のために適当であることが示されているようである。 低周波伝導性エミッション問題の対策のために主電源絶縁変圧器を用いた最近の例の1つは、 建造に 5億ドルを要した新しい洋上ガス掘削リグであった。 それは2つの独立した EMC 問題を生じ、その1つが、 その大きくて強力なクレーンを制御から外し、極めて現実的な安全上のハザードを引き起こした。
掘削できない4ヶ月と相当量の生産の喪失の後、電力品質専門家が呼ばれ、
1MW 絶縁変圧器の設置によってその安全上の問題を速やかに解決した。
双方の問題が解決された後、リグの製造業者は、5400万ドルを超えた、
その EMC 問題の実際のコストに直面した。
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| Figure 7.12-5: 700kW 3kHz AC モータ・ドライブ負荷が接続された発電機の波形の例 |
船舶や洋上プラットフォーム、航空機、電車以外の鉄道車両、そして車両は全て、 その AC 電源が、 地上の高圧網に接続された同じ定格の変圧器の 3倍から 5倍の電源インピーダンスを持つ 発電機から来るという問題を持つ。 従って、移動可能な AC 電源から電子機器が吸い込む非線形電流は、 通常、それらが地上の固定設備の AC 主電源から給電された時に引き起こすであろうものの 3倍から 5倍のレベルの DM 電圧歪みを引き起こす。
だが、この問題は、そのような周波数で RF 基準として働くように構成されていなかった 掘削リグの構造のあらゆる箇所を管理されない形で流れ、 Figure 7.12-5 の赤のトレースで示される荒々しい相/中性線 - 接地間ノイズ、 そしてリグの構造の異なる部分間に生じる大きなノイズ電圧に伴う センサや制御ケーブルへの浮遊結合ノイズを引き起こし、 これがクレーンの制御装置に制御を失わせ、 次にそのリグの使用を妨げた大きな安全上のハザードを引き起こした、 クレーンの 700kW ドライブからの CM 電流によって引き起こされた。
クレーンの 700kW モータ・ドライブのスイッチング周波数は 2kHz であり、
Figure 7.12-5 の赤のトレースのノイズもそうである。
そのノイズのスペクトラム分析はそれが 2MHz までで相当のレベルで続くことを示し、
これは抑制されていない高出力スイッチ・モード・パワー・コンバータで典型的なものである:
スイッチング・レートの 1000倍。
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| Figure 7.12-6: CM 波形歪みを直した新しい 1MW 絶縁変圧器 |
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| Figure 7.12-7: 今度は耐環境キャビネットに入れられた、新しい変圧器の別の写真 |
その電力品質専門家は、 (彼が望んだように、そしてリグの元の設計と組み立てに際してそうすべきであったように) クレーン・モータ・ドライブ全ての電源入力とモータ出力で正しく抑制することによって 問題を発生源で解決するのではなく、 その最も明白な問題を除去するための「間に合わせの」手法を使うように 掘削リグの製造業者が制約を課したと不平を漏らした。
彼は、クレーンのための 700kW ドライブを含む、 可変速モータ・ドライブ全てに主電源フィルタがないことによって引き起こされる その CM 電圧ノイズの全ての影響力を、リグの大半が依然として受けていると言った。 (Figures 7.12-5 から 7.12-7 はクレーン・モータ・ドライブの1つに関係するだけで、 クレーン、ポンプ、そしてその他の機能に関係する他のモータ・ドライブ全てが 依然として似たタイプの CM ノイズを配電網に生じているが、 リグを運用できないことを意味したクレーン制御の安全問題を引き起こしてはいないようである。) リグの製造業者は似通った洋上掘削リグをこれまでに多数作っており、 彼らが言うところでは「それらは必要なかった」ので、その費用を節約し、 どの可変速モータ・ドライブにも主電源フィルタを取り付けたことはなかった。
さて、そのような悪い EMC 工学上のコスト節約の決定のほとんどと同様、それは、 コスト低減のために良い EMC 設計原理から外れることでこれまでに節約した金全てよりも かなり大きいコストを、一度の EMC 問題で費やすことになっただけである。 以前のリグで同様の問題が起きていなかったのにこのリグでクレーン制御問題が生じた理由は、 より低いノイズ・マージンをもたらした、電子制御機器の設計の違い、及び/もしくは プリント基板上で用いられている集積回路 (IC) のほとんど/全てのシリコン・ダイ・シュリンク であったということは、かなりありそうなことである。 この EMC インシデントの例は以前に [110] で報告され、上のものへの追加となる情報はない。 変圧器は唯一の主電源絶縁テクニックではなく、 一般に用いられている他のものは電動発電機と特定の種類の無停電電源 (UPS) を含み、 これら双方が主電源配電網への CM と DM のノイズのエミッションを低減できる。 電動発電機は、その大きな物理的分離のため、 その入力と出力の回路のあいだに非常に高い水準の CM 絶縁を与え、 入力と出力のケーブルとそれに接続された機器 (そしてそのケーブル) の慎重な分離によって、 数十 MHz までで高い CM インピーダンスを達成し得る。 それは非常に高い水準の DM 絶縁も与える --- 変圧器には行なえないことである。
DM、及び/もしくは CM のエミッションの低減で効果的となるためには、
UPS は絶縁型連続オンライン二重変換型でなければならない。
技術的な響きの様々なマーケティング用語を用いた UPS が市販されており、
その一部はプロプリエタリで、そのほとんど (全て?) は
実際にそれを購入した時に得るものよりも多くの技術的能力の印象を生じる。
このため、私は、誇大広告を全てを完全に無視し、
その代わりに製品の詳細な技術的説明に焦点を当てることが最良であることに気付いた。
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| Figure 7.12-8: 「二重変換連続変換型」UPS の概観 |
UPS のバッテリー充電回路、AC 電力生成回路、あるいはその双方が、 LF か HF の絶縁変圧器を含まなければならない。 既に述べた LF 絶縁変圧器、そして [64] の 4章で述べた HF 絶縁変圧器と同様、 CM エミッションの抑制の効果はその設計と構成に依存し、 特殊な高周波高絶縁テクニックが利用可能である (しばしば追加のコストで)。 DM 抑制は全ての電力をバッテリー (あるいはその他のエネルギー蓄積手段) を介して 送ることで達成される。 [99] の 7.6章で述べた DC リンク抑制コンデンサと同様、 関心のある周波数でのシャント・インピーダンスが下がれば、DM ノイズ抑制は良くなる。 コンバータ・ノイズの全周波数範囲にわたって所望の DM 抑制を達成するために、 例えばバッテリ、スーパーキャパシタ、そして大容量メタライズド・フィルム・コンデンサのような、 複数の異なる技術を並列とすることが必要かも知れない。
連続オンライン二重変換絶縁型 UPS は通常は低周波 (例えば 100kHz まで) で効果的であるが、 より高い周波数の仕様を持つモデルが市販されており、 DC から 1GHz の全ての周波数の DM と CM のノイズの双方に対して 80dB 以上が規定された UPS 製品を見たことがある! 明らかに、我々はそのような仕様のために余計に支払うし、 最も「ありふれた」UPS はそのデータ・シートにノイズ減衰仕様を含みさえせず、 従ってそうではないことを証明する独立した証拠を見るまでは そのような性能が全く低いものと常に仮定すべきである。
一部の電動発電機と UPS は EMC を総体的に悪くするほどのノイズを発生し、 あるいは電源品質を悪化させ (例えば過剰な高調波/中間高調波波形歪みを発生することで)、 あるいはあまりにも信頼性が低いことに留意することが重要である。 「24/7/365」連続鋼板生産工場で働いていたある人が、 主電源の瞬停や停電によって高価な生産を失った後、 生産ライン全体への給電のための非常に大きく、強力で、高価な高出力 UPS を設置し、 その UPS が彼らが用いていた主電源よりも信頼できないことに気付かされるだけとなったと 語ったことがある。
購入する全てのもので必要となる任意の/それぞれの仕様や機能について 証拠に基づく信頼に足る証明を常に求めることを覚えておかなければならず、 取引する供給者にかかわず、仮定を置いてはならない。
主電源フィルタは接地への接続を必要とし、 従ってフローティング主電源網では使用できないと仮定するのはありふれた過ちである (それは一部の規格、例えば EN/IEC 61800-3 にさえも現れる)。
(接地された主電源網で用いられる安全技術の1つは、 絶縁故障を生じた回路から電力を取り除くためにヒューズやブレーカを開くことである。 だが、海上のような、ある種の特に攻撃的な環境においては、 絶縁故障は実にありふれており、電源網はあまりにも頻繁に故障するであろう。 船のような艇体を制御する時、その制御を妨げる停電は 大きな安全上のリスク (例えば座礁) を引き起こし得る。 従って、それらは、絶縁故障が発生したと判断し、他の故障が起きる前に修理できるように、 それぞれの相や中性線と艇体や施設の接地とのあいだの (通常は高い) インピーダンスを測定するセンサを取り付けた、フローティング主電源網を用いる。 主電源フィルタはその「接地と呼ばれる」端子への漏洩電流を持ち、 絶縁故障検知装置が正しく働くのを妨げることだろう。)
そのありふれた過ちは、続けて、そのような状況で可能な唯一の緩和手段は 施設内の他の機器全てが配電システムから受けるノイズに対して充分な耐性を持つことであると言う (主電源フィルタを使用できないのであれば、これは言うは易く行うは難しである)。
この誤ったアプローチは、他の機器 (他の艇体や施設外の) との、 そしてどこかで使用される無線受信機との干渉の可能性を無視し、 従って本当の EMC の解決策となるにはほど遠い。
いずれにしても、上の洋上掘削リグ (Figures 7.12-5、-6、及び -7 を参照) の例が示したように、 フィルタされていないパワー・コンバータのノイズ・エミッションが システムの他の部分との干渉を引き起こすかどうかを 全てが設置されて運用される前に予測することは非常に困難となり得る。 勿論、その時には、どのような修正も時間を要して非常に高くつくものとなるであろう。
そのありふれた過ちは、勿論、主電源フィルタの RF 基準端子を、 大地に数メートル突き刺された接地電極と、 あるいは我々の惑星上の水 (例えば湖、川、海) に大面積で直接接触することで 全く同じ機能を与える金属の艇体と混同させる。
(全てでないとすれば) ほとんどの主電源フィルタ (そして多くの他のタイプも) が その RF 基準端子を誤って IEC の接地のための記号で識別し、 時にそれに実際に接地というラベルを付けているという事実は助けとならない! そして、ほとんどのデータ・シート、アプリケーション・ノート、記事、ガイド、そして書籍は、 主電源フィルタの RF 基準端子を接地端子として説明する。
これは回路と EMC の設計での接地という用語に関係する混乱させるジャーゴンが 高コストな過ちを引き起こした唯一の状況ではない --- これが、私の記事、トレーニング・コース、ガイドブック、そして教科書全てで、 実際に接地電極 (大地に突き刺された金属棒) や 海上でそれに相当するもの (川、湖、あるいは海に大きな面積で直接接触する、 船や掘削リグ、原油/ガス生産プラットホームなどの金属の艇体や構造物) であるもの以外に対して 接地という用途を決して用いないように強く勧める理由である。
互いに接続され、そして通常は (常にとは限らない) 安全上の理由のため実際の接地電極に接続された 導体と導電性構造全ては、電気的接続ネットワークあるいは BN (bonding network)、 あるいは電気的共通接続ネットワークあるいは CBN (common bonding networks) と呼ぶべきである (配線と接地のグッド・プラクティスに関する IEC 61000-5-2 の用語による)。
「ゼロ・ボルト (0V)」レールのような DC 電源レールは接地と呼ばれるべきではなく、
いかなるものも接地電位と呼ばれるべきではない。
いかなる回路図も、(大地に数メートル突き刺された実際の金属の棒、
あるいは海でそれに相当するものを本当に意味するのでない限りは)
接地という単語、あるいはその記号を用いるべきではない。
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| Figure 7.13-1: 異なるグランドのための多くのタイプの記号の一部 (ユーモラス!) |
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| Figure 7.13-2: フィルタが取り付けられて RF 基準に RF 接続された VSD の例 |
Figure 7.13-2 は、主電源配電網ではなく、 小さい、低インピーダンスの、局所的なループを流れることを「好む」よう、 パワー・コンバータのデバイスが発生するノイズ電流を逸らせることを助けるために、 入力と出力のフィルタで用いる、 そして RF 基準として使うためにローカルな金属構造を RF 接続する典型的な方法を示す。
これらの2つの図 (7.2-4、及び 7.13-2) は、
単に既存の金属構造を EMC の目的で用いることでコストを節約するという理由で、
ローカルな金属構造を RF 基準として用いる。
入力フィルタ、LF 整流器、DC リンク、出力スイッチャ/チョッパ
(そして LF や HF の絶縁変圧器、HF 整流器、出力フィルタなど) を
単一の金属のエンクロージャ内に含むコンバータは、
そのエンクロージャ (あるいは内部のシャーシやフレーム) をその RF 基準として用い、
外部の RF 基準を必要としないであろう。
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| Figure 7.13-3: フィルタが取り付けられて一緒に RF 接続された VSD の例 |
このシリーズの主題であるパワー・コンバータのような、 どの電子デバイスが発生するエミッションにも、 接地電極 (地中に突き刺された棒など) は全く関係しないので、 Figure 7.13-3 が接地への接続を示していないことに注意されたい。
従って、「フローティング」主電源配電網から給電されるパワー・コンバータでの 主電源フィルタの使用に、EMC 上の問題は何もない。
だが、考慮に入れる必要があるいくつかの実際的な問題があり得る。 パワー・コンバータの入力、及び/もしくは出力に取り付けられたフィルタは コンバータの金属構造 (通常はそのシャーシ、フレーム、あるいはエンクロージャ) に RF 接続されなければならないので、 小さい、低インピーダンスの電流経路を設けるためにそれらを RF 基準として用いる時、 フローティングの主電源で使用する時に、 この金属構造を艇体や施設の接地に直接接続してはならない。
これは、フィルタの漏洩電流が接地構造に流れて フローティング主電源配電網の絶縁故障検知システムの正しい動作を損なわないようにするためである。
従って、安全上の目的のため、人が感電するのを防ぐために、
主電源フィルタが RF 接続されるコンバータのフローティングの金属構造は
触れられないようにしなければならない。
これは設計の複雑さとコストを増やし得るが、
主電源フィルタ何もなしにパワー・コンバータやその他の電子機器を用いようとするよりも
遥かに望ましい解決策であることは確かである。
Figure 7.13-4 は、Figure 7.13-3 で図示された
フィルタされたフローティングのパワー・コンバータの構成のより単純な視点を与える。
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| Figure 7.13-4: フローティング・パワー・コンバータ・テクニックの単純な視点 |
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| Figure 7.13-5: ローカルな接地に間接的に RF 接続されたフローティングのパワー・コンバータ |
フローティングの配電とフローティングのパワー・コンバータを用いる時、 接地された金属支持構造に全てが直接接続されている時よりも、 高周波ノイズ・エミッションの制御は幾分難しくなり得る。 これらの高周波ノイズ・エミッションは、往々にして、Figure 7.13-5 に示すように、 作られたフローティングの RF 基準 (Figure 7.13-3 参照) から ローカルな金属支持構造 (通常は接地されている) に、 1つ以上の小容量のコンデンサを接続することで低減できる。
それは高周波ノイズ電流に対して低インピーダンスを与えなければならないだけであるので、 コンデンサの容量は、有用な RF ノイズ抑制を与えながら 絶縁故障検知システムの正しい動作を損なわないように小さくできる。
フローティングのパワー・コンバータの間接的な RF 接続コンデンサによる抑制についてより詳しくは、 この章は絶縁故障検知システムを持つフローティング AC 電源に関するものではないことを念頭に、 下の 7.13.2章を参照されたい。 出力フィルタの代わりにケーブルのシールドや外装を用いる場合 ([92] の 7.5章で述べたように)、 容量性の RF 接続は、パワー・コンバータの出力、または負荷 (例えばモータ) の接続箱のいずれか、 あるいはその双方に取り付けることで、出力ケーブルのシールドや外装に対して用いることができる。
容量性のシールド/外装 RF 接続は正しい 360°シールド接続 ([5] の 4.6章で詳しく述べた) ほど効果的ではないが、RF 接続のリード長が非常に短く保たれれば、充分に良いかも知れない。 そのようなシールド/外装接続コンデンサは、 安全認証を受けた、全相間電圧に対する定格を持つものであるべきであり、 フローティングのコンバータ・ドライブが接地された負荷 (モータのような) を駆動する時には、 その容量は、制御すべき最低のノイズ周波数 (fMIN) と、 それよりも上では漏洩電流が該当する安全規格で過剰とみなされる、 あるいはフローティングの配電網の絶縁故障検知回路の動作を損なう値とのあいだで 妥協しなけばならないかも知れない。
これは Figure 7.13-5 で図示したノイズ抑制コンデンサの追加の際の設計上の妥協とかなり似ている。 勿論、全ての該当する安全規格に完全に従っていることを常に確かとすること、 そして全ての製品、システム、あるいは設備がその予期される寿命にわたって安全であることは 非常に重要である。
容量性ケーブル・シールド RF 接続の妥協と非理想性を避けるとともに、 パワー・コンバータとそのフィルタをフローティングとしなければならないという 安全上と構成上の問題を完全に除去する方法がある: 上の 7.12章で述べたように、コンバータに LF 主電源変圧器を取り付ける。
パワー・コンバータの入力と直列の、一緒に置かれた LF 絶縁変圧器があれば、 フローティングの主電源配電をいかなる形で損なうこともなしに (必要であれば適当な変圧器設計テクニックによって低減できる、 一次巻線から二次巻線と変圧器のエンクロージャへの小さい CM 漏洩電流を除く)、 コンバータのシャーシ/フレーム/エンクロージャなどと それに関係するフィルタやケーブル・シールド/外装全てをローカルな RF 接地金属構造に 直接 RF 接続する (そしてそれを RF 基準として用いる) ことができる。
これは Figure 7.12-3 で図示されたものと同じ方式で、 主電源入力と直列に絶縁変圧器を取り付けられた Figure 7.13-2 に過ぎない。
パワー・コンバータが高圧配電網に接続される場合、 専用の、一緒に置かれた降圧主電源変圧器があれば、我々の作業は既に済んでいる! HV 配電網はフローティングであり、降圧変圧器の反対側で、 上で述べて Figure 7.12-3 で示したように、 パワー・コンバータとそのフィルタ、そして任意のシールド・ケーブルを ローカルな接地構造に直接 RF 接続し、それを RF 基準として使用できる。
残念ながら、フローティングの電源で動かされるコンバータのフィルタの話題を終える前に、 接地というジャーゴンを少し弾劾する必要性を感じる。
Figure 7.13-3 を見直すと、 それが接地への浮遊容量を示しているのを見ることができるが、実際の接続はない。 電子回路内の電気的活動で発生した電磁ノイズが 接地電極への接続によって低減されたり除去されたりしたことはない。 接地はノイズを吸い込むものではなく、そうであった例はなく、決してそうなれない。 接地に吸収されるようにノイズ電流を逸らせるという概念は、単なる誤解で神話である。
「それを接地する」ことでノイズを「取り除いた」ことのある人は皆、 実際にはローカルな RF 接続を改善し、ノイズ電流が、より少ない干渉を引き起こす、 より低いインピーダンスの、より局所的なループを流れられるようにした。 だが、ジャーゴン的な用語の使用によって引き起こされる混乱のため、 この宇宙で実際にはあり得ない、 大地に突き刺された接地電極がノイズを吸い込む何かとして振る舞うという EMC 上の利益が誤って考えられた。 ああ、少し気分が良くなったので、この短い記事の残りに進むことができる。
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| Figure 7.13-6:
非絶縁 DC 電源網から給電される絶縁された電子機器の容量性 RF 接続 |
これらのコンデンサは制御すべき最大の周波数 (fMAX) における
λ/10 よりも近い間隔とすべきである。
これを述べる別の方法は空気中で ≦ 30/fMAX というもので、
MHz の fMAX は最小の間隔を m で、
GHz の fMAX は間隔を mm で与える。
[11] "When the going gets tough - smarter design wins",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 81, March 2009, pages 21-24,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com.
翻訳: 厳しい情勢では、より賢明な設計が勝つ
[12] "BOM cost and profitability",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 82, May 2009, pages 32-34,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: BOM コストと収益性
[13] "The EMC design of SMP (switch-mode power) and PWM (pulse-width modulated) power converters", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 93, March 2011, pages 26-34, available from http://www.theemcjournal.com
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from http://www.emcacademy.org/books.asp
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[54] "A brief look at offshore power quality", Ian C Evans, EMC-UK 2011 conference session on "EMC in Buildings and Infrastructure", October 11, 2011, http://www.emcuk.co.uk/conference
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[85] "Fundamentals of EMC Design: Our Products Are Trying To Help Us", Keith Armstrong, Interference Technology Magazine, 04/03/2012, http://www.interferencetechnology.com/fundamentals-of-emc-design-our-products-are-trying-to-help-us-3
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翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[109] EPRI, "Trouble-Shooting Guide for Low-Voltage ASD/Motor Systems", TR-11097, final report November 1998, free download: http://mydocs.epri.com/docs/public/TR-111097.pdf
[110] Banana Skin number 618: "Not using mains filters to save cost, cost US$54 million".
Banana Skins are a regular column in the EMC Journal,
and can be read (current issue plus archives) at http://www.theemcjournal.com.
翻訳: バナナの皮
[111] Webinar: "Cost Effective EMC Design by Working With the Laws of Physics", Keith Armstrong, November 27, 2012, http://www.interferencetechnology.com/watch-our-webinar-on-cost-effective-emc-design-by-working-with-the-laws-of-physics/
[112] "The `Ground' Myth", Dr Bruce Archambeault, Ph.D., IBM Distinguished Engineer, FIEEE, 18 November 2008, http://ewh.ieee.org/r6/phoenix/phoenixemc/PCB-Design.pdf.
[113] "Report on the investigation of the catastrophic failure of a capacitor in the aft harmonic filter room on board RMS Queen Mary 2 while approaching Barcelona 23 September 2010", Marine Accident Investigation Board, Very Serious Marine Casualty Report Number 28/2011, December 2011, http://www.maib.gov.uk/cms_resources.cfm?file=/QM2Webreport.pdf
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2013-03-16