[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計 ]
翻訳: T.Sato
EMC Journal の 93号から 101号には、 消費者、家電、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍需、工業、発電と配電、製品内、システム、あるいは設備を含む、 ミリワットから数十メガワットの DC/DC 及び AC/DC コンバータ、 DC/AC 及び AC/AC インバータを含む全分野をカバーしようとする企ての、 先行するパートが掲載された。 ハイブリッド自動車や電気自動車、 電気推進／牽引、「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明、 そして太陽光、風力、海洋温度差、潮力発電などのための電力変換器) もカバーされる。
93〜95号では図の番号の付け方がその他とは異なっていることをお詫びしておく。 私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本 [15] への 適切な参照を示すであろう。
以前の記事で繰り返して言ったことを思い出して欲しい ―― より「EMC に関して良性」なスイッチャ・トポロジー (例えば共振モード) を使う方が、 普通のものを用いてその酷いノイズ・エミッションを抑制しようとするよりも遥かに良い。
だが、ワイヤ、ケーブル、バスバー、及び/もしくは PCB を用いてコンデンサに電気的に接続する方法も、 低インピーダンスを達成し、良いフィルタ効果を得るために非常に重要である。 この記事の焦点は DC フィルタ・コンデンサであるが、同じ問題は、 AC 電源ライン上のフィルタ・コンデンサ、 そしてコンバータやチョッパのスイッチ・モードの (あるいは「チョップ」された) AC や DC の出力のあいだにシャント接続された任意の DC や AC のフィルタ・コンデンサでも生じる。
私が UK の有名な計測器会社の新しい卓上型ネットワーク・アナライザの開発のプロジェクトの リーダーを行なっていた 1980年台中期に遡ろう。 我々は、Tektronix が最近 70000 シリーズのオシロスコープで用い、 その設計の詳細を公表した (我々は彼らの知的財産を無許可でコピーしたわけではない)、 内部配電テクニックを使用したいと思った。
記憶が正しければ、Tektronix は電源を 25kHz 程度の 25V RMS の正弦波としてモジュール間に引き、 それぞれのモジュールでそれが必要とする電圧を与えるために変換していた。 当時、我々は DC 12V を引き回し、それぞれのモジュールで DC/DC コンバータを使用しようとしたが、 その技術は 1980年台中期には良く発達しておらず、 AC を配電してローカルに電圧変換を行なった方が安価で熱効率が良かった。
その技術的挑戦は、50Hz や 60Hz の主電源から様々なモジュールへの給電のための 300W 程度の 25kHz 正弦波を作る、スイッチ・モード AC/AC インバータにあった。 我々が自らのこれを開発している時、 長さ 150mm、銅の直径 6mm の丸形ワイヤで PowerFET チョッパ回路に接続された、 AC 整流器で DC 340V 程度まで充電される非常に大きい DC リンク・コンデンサを使っていた。
最初の「ブレッドボード」試作品を最初に試験している時、 予期していたものに対応しているようには見えない、あらゆる種類の奇妙で不思議な波形が見られた (当然、電気的に絶縁された、DC 500V まで安全に動作する差動オシロスコープ・プローブを用いていた ―― それは感電と火災の致死的なリスクを生じるので、 決して主電源プラグの安全接地リードを外すことでオシロスコープを「浮かせ」たりはしない)。 チョッパ電圧がなぜそのように奇妙なのかを見付け出そうとして、 考えつく全てのことをやった後で、 DC リンク・コンデンサからチョッパ FET への 長さ 150mm、直径 6mm の銅のワイヤの両側に差動プローブを付け、 その両端でピーク - ピークで 150V を測定した!
その時は、150mm に過ぎない直径 6mm の銅のワイヤで 150V ピーク - ピークのドロップを生じることはあり得ないように思われた。 そのような余裕のあるワイヤの使用は実質的に短絡回路となるだろうと仮定していたが (我々のパワー・インバータは約 300W を出力することが意図されており、 DC リンクからの平均電流は 1A 前後となろう)、 勿論、その 100nH 程度の直列インダクタンスと、 そのピーク - ピーク電流はいくつかの非常に早いエッジを含むという事実を 考慮していなかったことに気付いた。 (共振モード・コンバータを使用する良い理由 ―― [42] の 2.2章を参照。)
従って、良いノイズ抑制のためには、 それが実際に達成する減衰を悪化させる、 接続によってフィルタ・コンデンサに加わる直列抵抗と直列インダクタンスを、 以下のテクニックの1つ以上を用いて最小限としなければならない。
例えば、大きな CSA のバスバーの使用; 大きな直径の丸形ワイヤの使用; PCB の幅広の銅のトレースを「8オンス」までめっきする (一部の PCB 製造業者は 12オンス以上まで行なえる); PCB 内に電源プレーン (そしてヒート・スプレッダ) として銅や黄銅の板を埋め込む、など。
例えば、円形よりも長方形のバスバーの使用; 丸形ワイヤの代わりのテープの使用; 細いものの代わりの幅広の PCB トレースの使用、など。
|
|
| Figure 7.7-1:
例のコンバータのオリジナルの単層 PCB レイアウト |
|
|
| Figure 7.7-2:
シャント・コンデンサと直列の追加のインピーダンスを避ける、修正されたレイアウト |
DC リンクと DC 出力の双方のコンデンサが、 コンデンサ自身のそれよりも大きい直列インピーダンスを容易に加え、 従ってそのノイズ抑制を 6dB 以上悪化させ得る、 それぞれの端子の短いトレースで回路の残りの部分に接続されていることに注意されたい。
Figure 7.7-2 は、DC リンクと DC 出力のコンデンサ双方の入力と出力のトレースを コンデンサ自身に「スター接続」した、少し変更されたレイアウトを示す。 これは上のリストの a) の適用である。
いずれのコンデンサも (以前にあったような) トレースによってコンデンサと直列に加わる追加のインピーダンスを持たず、 従ってフィルタ減衰はノイズ発生源のインピーダンスに対する コンデンサのインピーダンスの比率によって完全に定まる。 (あるいは、今はそう仮定しておこう! 7.9章で見るように、これは物語の終わりではない。)
残念ながら、Figure 7.7-2 の単純な解決策は、
特にいくつかのコンデンサをシャント接続しなければならない時には、
常に現実的というわけではない。
その場合、上でリストした a) から g) までの他のテクニックのいくつか、
あるいは全てを使わなければならない。
|
| Figure 7.7-3:
パワー・コンバータで用いられている積層バスバーのいくつかの例 |
銅や黄銅の板を PCB に埋め込んで電源プレーンとして使用できる (放熱器、及び/もしくはヒート・スプレッダとしてとともに ―― [35]、及び/もしくは [5] の 13章を参照)。 Figure 7.7-3 は、組み立て時間を最小としながら、 コンデンサによる抑制の実際的な最小の悪化を与えるために開発された、 多様な積層平型往路/復路バスバーを用いた相互接続テクニックのいくつかを示す。
これらの積層されたバスバーは、
PCB トレースがそうであるように1つの面内に平らに横たわる必要はなく、
(通常は) 機械的サポートを与え、エンクロージャ全体に納まることを助けるための
三次元形状を作るように、成形し折り曲げることができる。
右上の電気自動車のモーター・ドライブ・インバータの例は、
他のコンポーネントと同様に PCB 上にはんだ付けされた積層バスバーを示す。
[72] で示したように、DC リンクは強力な DM と CM のスイッチング・ノイズ電流/電圧を運び、 従って、それが実際的であれば、 上の 7.7章の b) から g) の全ての手法を DC リンク導体に適用すべきである。
これらの手法は、近傍界と遠方界の双方で、 DC リンク導体の「偶発的アンテナ」エミッションを最小限とする効果を持つ ―― [4] の 4.3章、あるいは [5] の 2.6.3章 (それらは同じ文章と図を用いている) を参照。
DC リンク導体を非常に短く、 理想的には数十ミリメートル以下にすることが非常に重要である。 Figures 7.7-1 と 7.7-2 で用いられている例のパワー・コンバータでは、 DC リンクは PCB 上の少数の短いトレースのみを持ち、 これは通常は適当な容量とタイプのシャント・コンデンサを付けることで適当な抑制を行なえる ―― [99] の 7.6章を参照し、レイアウトに幾分注意する (後述)。
だが、DC リンクを非常に短くできない場合、 例えば 2つ以上の DC/DC や DC/AC のスイッチング・パワー・コンバータで共用しなければならない DC リンクを単一の AC/DC 整流器が提供する場合、 チョッパ・パワー・コンバータからの PWM 出力のように、 それを非常にノイジーな導体として扱わなければならない。
チョッパ (DC であれ AC であれ) の PWM 出力の抑制のための、 ([84] の) 7.3.15章で述べたフィルタリング・テクニック全て、 及び/もしくは ([92] の) 7.5章で述べたシールディング・テクニック全てを、 DC リンク・ケーブルの抑制のために適用すべきである。 私は、通常は、最も低コストで、それでも有効な解決策は、 それぞれのテクニックを低コストな方法で行なう時の欠点が互いに補完されるように、 フィルタとシールドを組み合わせることであることを見出す。
関係する最大の周波数における波長の 1/10 よりも DC リンクが長くならなければならない時には、 偶発的アンテナ効果が最大となる波長の 1/4 の最初の共振長に近付くので、 DC リンク導体のフィルタ、及び/もしくはシールドは特に問題となる。
例えば、長さ 10m のケーブルは、その最初の、最低の共振周波数を 5MHz 程度に持ち (速度係数が 0.7前後の PVC 絶縁を仮定して)、 従ってその上の 2MHz 程度以上の周波数の任意のノイズの抑制に特別な注意を払うべきである。 長さ 3m のケーブルは 2MHz 程度以上の周波数の抑制に特別な注意を必要とする。
システムや設備においては、 CM (「アンテナ・モード」としても知られる) ノイズ電流のための 近傍の経路を設けることで残りの偶発的アンテナ・エミッションをさらに低減するために、 DC リンクや PWM パワー・コンバータ出力のようなノイジーなケーブルを 常に所定の RF 基準の近くに引くように注意すべきである。 これらのグッド EMC プラクティスについては、[100]、[101]、及び [102] を参照されたい。
長い DC リンクがケーブル内の導体ではなく PCB 内のトレースやプレーンから成る場合、 DM と CM のエミッションの低減のため、 それらは隣接する層の往路/復路のトレースやプレーンとして引くべきである。
また、通常は CM エミッションが主な問題であるので、 往路と帰路の双方のトレースやプレーンを 関係する最大の周波数における波長の 1/10 よりも大きくない間隔で シャーシやエンクロージャの金属構造に RF 接続することで、 それをさらに低減する必要がある。 この非常に強力な CM 抑制テクニックの詳細については、 [5] の 7.4.4章や [37] の 3章を参照されたい。
だが、7.7章の最後の方でヒントを出したように、これは物語の全てではなく、 実際、コンデンサの両側の電流ループのあいだの 浮遊磁気結合 (すなわち浮遊相互インダクタンス) が常に発生する。 我々が導体内を流れると考える電気は、実際には、導体に閉じ込められていない。 Figure 7.7-2 の DC リンク・コンデンサを例として取り上げれば、 浮遊相互インダクタンスが スイッチャの電流ループ (経路) から電源を含むループにノイズを結合させ、 ノイズが DC リンク・コンデンサをバイパスしてエミッションを増加させられるようにする。
|
| Figure 7.9-1:
例のハーフ・ブリッジ・スイッチャの電流ループの同定 |
Figure 7.9-2 は、スイッチャ電流ループに関係する磁力線とともに、 同じ PCB アセンブリの側面図を示す。 これらの磁力線が電源ループを横切ると、 それは相互インダクタンスによってスイッチャ・ノイズを結合させる。
|
| Figure 7.9-2:
例の電流ループのあいだの浮遊磁界結合 |
相互インダクタンス・ノイズ結合の例として PCB が用いられたものの、 任意のタイプの物理構造、 例えばバスバーで DC リンクに接続された高圧スタックのスイッチング・デバイスでも、 全く同じ問題が生じる。 これも DC リンクやその他の抑制コンデンサやその他のフィルタ部品をバイパスする 浮遊容量性ノイズ結合を生じる、 我々が「相互容量」結合と呼ぶかも知れないものも回路内の導体間に生じる。
この種の相互インダクタンス結合の一般的な式は:
VCOUPLEDNOISE = -MSTRAY・(dISWITCHER / dt)
ここで、MSTRAY は、H (ヘンリー) での、 2つの電流ループのあいだの浮遊 (偶発的、寄生的) 結合である。 この単純な式は、f を Hz での周波数として、 被害者の回路のインピーダンスが 1/(2πf・MSTRAY) よりも相当大きいことを仮定している。
相互インダクタンス結合が発生源の回路の電流ループ (この例では電力スイッチング回路を流れるもの) からノイジーな電流を取り出し、 被害者の回路の電流ループ (この例では電源) と直列にノイズ電圧を生じることを理解することが重要である。
たとえ電源のインピーダンスがゼロで (勿論、あり得ない)、上の式を適用できないとしても、 依然として浮遊相互インダクタンス結合によっていくらかのノイズ電圧が注入されるであろう。
上の式は、被害者の回路の大きさが、 周波数 f で共振しないようなものであることも仮定しているが、 これは低い周波数、例えば 1MHz までで真となるだけである (だが、これは、電源ケーブルの場合の、 取り付けられる任意の電源フィルタの設計だけではなく、多くの要因に依存する)。 これらの条件が満たされないならば、物事はこの単純な式が扱えるよりも相当複雑となる!
EMC 工学では、単純な式はほぼ常に疑うべきである! 設計を組み上げて試験する非常に高コストで時間を要するステップよりも前の 現実の設計の評価で何かしらの正確さを得るためには、 パラメータを回路シミュレータに渡すことのできるフィールド・ソルバが必要である。
基本的な回路シミュレータは、 電流と電圧はそれと関係する磁界 (H) や電界 (E) を持たないと仮定するため、 相互インダクタンス/キャパシタンスによるノイズ結合を明るみに出さない。 だが、たとえそうしたとしても、 回路の全ての異なる部分のあいだの結合係数全てをユーザーが指定しない限り、 正しいシミュレーションは行なわれないであろう。 今日では、導体と絶縁材の物理構造から 必要な MSTRAY (相互インダクタンス) と CSTRAY (「相互キャパシタンス」と呼ぶかも知れないもの) 結合係数を抽出し、 組み立てられたパワー・コンバータの電気的挙動の正確なシミュレーションのために SPICETM (あるいは他の) 回路シミュレータに自動的に送ることのできる フィールド・ソルバを購入できる。
これらの結合係数は「隠された回路」と呼ばれるものの一部である ―― 回路の (それを全く望まない場合でさえも) 無料で入手できる浮遊 (「寄生」と呼ぶ人もいる) 要素。
隠された回路全てを抽出して回路シミュレータに送るためにフィールド・ソルバを使うことで、 製品設計を仮想世界で設計し検証し、最初の試作品を組む前に 任意の電子設計のシグナル・インテグリティ (SI) とパワー・インテグリティ (PI) を保証でき、 EMC をほぼ保証できるようになるまでそれらを改善し、 相当の時間と金を節約し、財務的リスクを低減できる。
これを行なえるフィールド・ソルバと回路シミュレータは安価ではないが、 その費用と便益が分析された時、通常は総費用が1年以内に回収されることが示され、 それを財務担当重役にとって「考えるまでもない」決定とする。 (そのような確実な投資のための資金は常にある。) だが、ほとんどの技術者は 会社を実際に管理している財務畑の人とどのように話すかを知っているようではなく、 大きな財務的利益を避け、長期的な競争力の低下と起こり得る落伍をもたらす。 私が今日のほとんどの電子技術企業での最も重要な単一の問題であると考える、 技術者の財務担当重役とのコミュニケートの問題の克服に興味があるならば、 [103] を読んで欲しい。
いずれにしても、例のハーフ・ブリッジ・スイッチャ基板アセンブリに関係する 相互インダクタンス・ノイズ結合問題に戻ると、 明らかに、PCB 上のトレースを、 DC リンク・コンデンサの両側の電流ループが最小の面積を持つように、 そして双方のループが同じコンデンサ接続を共有しながら 互いにできる限り離れるように引くことができる。
|
| Figure 7.9-3:
電流ループ面積を劇的に低減するための 2層 PCB の使用 |
Figure 7.9-3 は、それが容易になるように必要に応じてコンポーネントを動かして、 Figure 7.9-1 の例のスイッチャでこれをどのように行なえるかを示す。
その最大間隔が往路/帰路トレース層のあいだの間隔に低減されるため、 このアプローチは電流ループ面積を顕著に低減する。 2層 PCB では、勿論、これは基板自身の厚さ (典型的には 1.5mm 程度) である。 このアプローチは、 [33]、[85]、そして [4] の 5章や [5] の 2.7章 (それらは同じ文章と図を用いている) で述べたように、 全ての電流 (浮遊成分を含む) が最低の総インピーダンスのループを流れることを自ずと好むために働く。 隣接する並行した金属面上を往路/帰路電流が非常に近接して流れる場合、 それらのあいだに最大の相互インダクタンスと最大の静電容量を生じ、 数 kHz 以上で最低のループ・インピーダンスを生じる。 勿論、これは、積層されたバスバーや撚り合わせられた導体を往路/帰路に用いることで 良い EMC を得られる理由でもある。
|
| Figure 7.9-4:
DC リンクへのもう1つの電流ループの追加 |
|
| Figure 7.9-5:
追加の電流ループは、スイッチャ回路からの浮遊結合が弱い場所へと、
電源入力ループをさらに離せる |
Figures 7.9-4 と 7.9-5 はこのテクニックの使用を示す。
上の議論で、DC リンク・コンデンサを「バイパス」する 浮遊相互インダクタンス・ノイズ結合の抑制に焦点を当てる傾向があった。 だが、ノイズが DC リンク・コンデンサをバイパスできるようにする浮遊「相互容量」結合に対しても、 同じ設計テクニックが全く同様に働く。
そして、この章での議論は DC リンク・コンデンサによって達成されるノイズ抑制に焦点を当ててきたものの、 任意の DC や AC の電源、信号、あるいはデータ導体上で、 任意の状況、任意の周波数のノイズ抑制 (フィルタ) のために用いられる 任意のシャント・コンデンサや直列インダクタ (チョーク) にも同等に良く当て嵌る。
例えば、全く同じ浮遊誘導性/容量性結合効果が、 スイッチング・ノイズが DC 出力コンデンサをバイパスしてDC 出力回路に現れられるようにする。
DC や PWM DC や AC の出力回路のノイズは、 主電源ケーブル上のノイズのみを測定する EMC 試験では測定されないと考えたくなるかも知れないが、 これは誤りであろう。 良い静かな主電源ケーブルのためには、充分に静かな出力導体が必要である。 どれほど静かかは、出力導体とそれから給電される回路がどのようにシールドされているかに依存する。 (ケーブルのシールドの設計については [5] の 4章を、 そしてシールド・エンクロージャの設計については 6章を参照されたい。)
また、全く同じ浮遊結合効果が任意の回路からの望まれないノイズが任意のフィルタ素子
――コンデンサであれインダクタであれ―― をバイパスできるようにし、
通常は高い周波数でより悪いエミッションを引き起こす。
設計上のこれらの話題は、[5] の 4章、5章、そして 6章の、
ケーブリング、フィルタリング、そしてシールディングのガイダンスで完全に扱われている。
[5] "EMC Design Techniques for Electronic Engineers", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK Nov. 2010, ISBN: 978-0-9555118-4-4, from www.emcacademy.org/books.asp.
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from www.emcacademy.org/books.asp
[33] "Maxwell's equation, Quantum Electrodynamics, and good installation practices for SI, PI and EMC", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 91, November 2010, pages 32-46
[35] "EMC Techniques for Heatsinks",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 89, July 2010, pages 31-38,
available from the archives at www.theemcjournal.com.
翻訳: 放熱器のためのEMCテクニック
[37] "EMC for Printed Circuit Boards - Basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK 2010, ISBN: 978-0-9555118-5-1, from www.emcacademy.org/books.asp (note, this is the same text as the 2007 edition, ISBN: 978-0-9555118-0-6 or 978-0-9555118-1-3, repackaged in a different style of book).
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50, available from the archives at www.theemcjournal.com
[64] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Design techniques for HF isolating transformers",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 95, July 2011,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[72] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Suppressing RF emissions from converter inputs and outputs",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 98, January 2012, pages 27-38,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[84] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Suppressing RF emissions from converter inputs and outputs",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 99, March 2012, pages 30-42,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[85] "Fundamentals of EMC Design: Our Products Are Trying To Help Us", Keith Armstrong, Interference Technology Magazine, 04/03/2012, www.interferencetechnology.com/fundamentals-of-emc-design-our-products-are-trying-to-help-us-3
[92] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Shielding (screening) the power converter's output cable",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 100, May 2012, pages 32-38,
available from the archives at www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[99] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Suppressing RF noise in DC inputs, outputs, and DC-Links",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 101, July 2012, pages 30-38,
available from the archives at www.theemcjournal.com.
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[100] "EMC for Systems and Installations", Tim Williams and Keith Armstrong, Newnes 2000, ISBN: 0-7506-4167-3, www.bh.com/newnes, RS Components part number: 377-6463
[101] "Good EMC Engineering Practices in the Design and Construction of Industrial Cabinets", by Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd and downloadable for free from: www.reo.co.uk/knowledgebase. Although the title concerns industrial cabinets, the good EMC practices described apply equally well to any system comprising two or more separate electrical/electronic modules/products/units that are interconnected by any conductors (power, signals, control, data, etc.).
[102] "Good EMC Engineering Practices in the Design and Construction of Fixed Installations", by Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd and downloadable for free from: www.reo.co.uk/knowledgebase. This focuses on buildings on land, but most of the good EMC practices described apply equally well in any/all electrical/electronic installations, including offshore and all vehicles (air, space, cars, rail, marine, submarine etc.).
[103] "Getting what you want", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 77, July 2008, pages 19-22, available from the archives at www.theemcjournal.com.
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2012-10-20