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翻訳: T.Sato
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| Figure 1:
GTEM - Gigahertz Transverse Electro Magnetic Test Chamber |
適切に校正された GTEM が放射イミュニティ試験のために全く適切であるということは全く正しい。 ほとんどのセルに対しては通常は4点校正で充分であり、 9点セットアップは最大級の GTEM に対してのみ必要となる。 だが、GTEM セルの放射イミュニティ試験のための使用から 同一のセルの放射エミッションのための使用へは、単純な移行ではない。
この理由はケーブルである。 その動作のためにケーブルを用いるいかなる機器も、その性質上、 その動作に際してそれらのケーブルからある程度のレベルの EMI を放射するであろう。 これらの信号の真のレベルを見出して、それが許容できるほど低いかどうかを決定することが、 エミッション試験の本当の目的である。 「理想的」な環境においては、自由空間のみがあって測定に干渉するものはなく、 従って EUT の状態の完璧な取得を行なえることだろう。 だが、GTEM の寸法は、ケーブルによって作られる近傍界と干渉するほど、 往々にしてそれが EUT に近いことを意味する。 製品のケーブルから放射された信号はセル内で反射し、結果として歪み、しばしば増幅される。 最悪の場合、特定のエミッションの 1/4 波長 (あるいは他の倍数) が いずれかのケーブルの長さと等しくなり得る。 結果的な共振と反射は測定を大混乱させ、 その結果は現実における製品を真に代表するものからはかけ離れたものとなる。
ある EUT がオープン・エリア・テスト・サイト (OATS) に持ち込まれた時、 その結果は通常は自由空間での読みに可能な限り近いものとなる。 この見解に対する典型的な異義は、ローカルな無線と携帯電話に起因する干渉である。 だが、実際上、OATS サイトの試験技術者は、 そのような意図しない干渉が正確にどこにあるかを既に知っているほど、 その試験の実施に熟練している。 だが、雨水も極度の反射を生じ、結果を完全に無効とし得るので、 悪天候の日には注意すべきである。 それは OATS が可能な限り真の自由空間に近いためであり、 関係する EMC 規格は放射エミッション試験のそのようなサイトでの実施をはっきりと優先する。
GTEM を購入して使用する企業の本当の目的は、 勿論、試験料金での出費を節約し、また開発時間を早めることである。 GTEM の構造の物理によってもたらされる制限のもとでさえも、 これは依然として達成可能である。 既に述べたように、フィールドはセル内で均一に発生させられ、 3m チャンバー内で発生させられるものと同一となるように確認されて校正されているので、 GTEM は放射イミュニティ試験のためには完全に受け入れ可能である。 【訳註 ― TEM セルによる放射イミュニティ試験への言及は IEC 61000-4-3 から除かれ、 IEC 61000-4-20 として独立させられているので、 IEC 61000-4-3 の試験での GTEM の使用は議論の対象となるかも知れない】 GTEM は、伝導イミュニティ (CI) 試験の不可避な結果から 外界をシールドするためにも有用である。 CI 試験で EUT ケーブルに注入された信号は、 ドーバーの有名な試験所で何年も前に行なわれた CI 試験を ドーバー沿岸警備隊が確実に確認できたほど、往々にして顕著な送信を引き起こす。
GTEM と OATS のあいだで可能な限りの整合を達成することは可能である。 これは放射イミュニティのために行なわれるものとは別の校正を必要とする。 そのような校正は、その放射エミッションの結果が OATS で見られるであろうものを正しく代表するという、可能な限り高い確信を与える。 それは完全ではなく、EMC 指令に対する本当の確認としては使用できないが、 開発の目的のためには非常に有用である。 経験のもとに、適格な EMC 技術者は、 GTEM 試験での不合格のように見える掃引の結果が OATS で合格となるかどうかを判断できる。 エミッションの結果のこの低下は「修正」ではなく、 それは単に OATS が反射と共振がないことからより現実的であるだろう場合である。 だが、その逆の、GTEM での合格が OATS での不合格となるものの予測は、より難しい。 珍しいものの、これは起き、本当の問題をマスキングする、 これも反射と共振の結果である。
GTEM を OATS に可能な限り近付けるように校正することは専門家の仕事であり、 低レベルのホワイト RF ノイズ発生器を OATS で測り、 その結果を GTEM 内での同一の試験の結果と相関させることを伴う。 その結果の差分ファイルを、GTEM の校正結果として用いることができる。 この校正手法は GTEM の寸法からの反射の影響を低減するであろうが、 共振の影響を除去できる校正はない。
結論として、GTEM は非常に有用なものであり、 中規模の企業にとって価値のある投資でもある。 放射イミュニティと伝導イミュニティのフル・コンプライアンス試験に GTEM を用いることで、出荷までの時間を顕著に低減できる。 実際上、GTEM は放射エミッション試験への適合のための設計にも用いることができ、 だが完全な確信のためには OATS での最後の1日の試験は必須である。
GTEM ユーザーはこの制約に臨機応変に対応する。 全ての EMC 試験の真の目的は、管理された EMC 環境において現実の状況を模擬することである。 この理念に忠実に、一部のユーザーは、まさに「現実」にそうなるであろうように、 ケーブルを文字通り乱雑に配置することを選ぶ。 このアプローチに対する反対意見は、2つのセットアップが同一になることはなく、 従って再現性が良くないものとなるだろうというものである。 多くの GTEM ユーザーは、 ケーブルをあらかじめ準備された治具に沿って引き回すという別の手法を採用している。 これは再現性を、従ってより管理された試験を与える。 これがほとんどの GTEM オペレータが好む手法であるが、 著者の1人は、経験から、その試験結果の現実的な特性のため、 乱雑なアプローチが多くの点でより有用であることを見出した。
通常、物理的、そして費用的な制約は、
GTEM セル内にターンテーブルのような物理的マニピュレータを設置することが
実際的ではないことを意味する。
このため、ユーザーの大半は EUT を手で取り扱う傾向がある。
伝統的なアプローチは、
放射試験をそれぞれの面が曝されるように3つの直交軸で行なうことである。
一部のユーザーはそれ以上のことをやり、
機器のインテグリティについてのより高いレベルの確信を与えるために、
放射イミュニティ試験を4つ、あるいは6つの回転させられた位置で行なう。
著者はかつてはこのアプローチを用いていたが、経験上、3面で合格する製品が
追加の向き (逆の面) のいずれかで不合格となることはないことを見出した。
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| Figure 2: PC を用いた基本放射イミュニティセットアップ |
自動化し得る作業は以下のものを含む：
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| Figure 3: 製品試験のために OEM が設計した増幅器切り替えシステム |
このシステムは、1台の信号発生器、1台のパワー・メータ、 そして HP 3488A GP-IB 制御リレー・マルチプレクサを用いる。 示されている RF スイッチは、ポート「1」と「2」のいずれかに接続される 1つの共通ポート「C」を持つ。 通電された時、リレーはポート「2」に切り替わる。 この構成では、3つのコイル全てが一緒に切り替えられ、 HP 3488A はこれを指示するための1つのリレー信号の「オン」／「オフ」のみを必要とする。 イミュニティ制御ソフトウェアは、 そのスイッチ制御ユニットのためのドライバを必要とするであろう。 コンポーネントの選択は非常に重要であり、いくらかの説明を必要とする。
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| Figure 4 |
このシステムは、そもそもはトグル・スイッチで手動で制御されていた。 それが自動化された時、自動制御コネクタが差し込まれたのを検出して トグル・スイッチを無効とするための論理回路が用意された。
可能性のある RF スイッチ供給者には、Narda、JFW Industries、 Charter Engineering Inc、Hewlett Packard、Dow-Key Microwave、その他多数が含まれる。
放射イミュニティ・ソフトウェアが受け入れられる任意のリレー制御方法を使用できるかも知れない。 基本イミュニティ・システムで既に用いられている、 その互換性のある GPIB インターフェースのため、 そして USA における安価な中古市場のため、HP 3488A が選ばれた。 それを動作させるためにはプラグ・イン・カードが必要であり、 このカードに関係する必須のリア・ワイヤリング・コネクタとともに、 「44471 汎用リレー」プラグ・インが適切である。
自動化は、印加されたストレスと測定のタイミングのあいだの必要な対応と、 全てのステップの記録の双方を達成する。 そのデータは周波数の値と共にファイルに保存され、これは 試験報告書のためのグラフの作成のために表計算プログラムにインポートできるであろう。
ソフトウェアの要求は以下のものを含む：
多数のパラメータの測定が必要となり得るので、 イミュニティ・ソフトウェアは充分な数の監視チャネルを用意する必要がある。 それぞれのチャネルに計測器が必要である。 幸い、GPIB インターフェースはこの通信作業に理想的な機能を持ち、 1つの GPIB ポートは、基本イミュニティ・システム・コンポーネントと、 8台までの監視チャネルの双方を制御するであろう。 監視用計測器は、電気的に頑丈で多機能な入力と、GPIB ポートを持つ必要がある。 6 1/2 桁分解能のベンチ型 DMM はこの用途に適し、 主な変数として DC と AC の電圧、AC 電流、抵抗、周波数、dB を測定できる。 例えば、アラーム・リレー接点は抵抗測定機能を用いて監視できる。
「PC を用いた基本放射イミュニティセットアップ」を示す図に戻ると、 付け加えるべき唯一のアイテムは DMM を PC に接続するための多数の GPIB ケーブルである。 それらの DMM はゴムの緩衝材で保護されてうまく積み重ねられており、 n を DMM の台数として (n - 1) 本の 0.5m GPIB ケーブルで相互接続されている。
制御用 PC の GPIB インターフェースを「エミッション」と「イミュニティ」で切り替えるための GPIB 手動セレクタ・ユニットを設置することには価値がある。 これは1台のスペクトラム・アナライザを イミュニティ・リグの11台かそれ以上の GPIB デバイスから分離する。 スペクトラム・アナライザは送信すべき大量のデータを持ち、 そのバスの負荷はできる限り軽くしておくべきである。
試験作業の性能の適切さの検証のための複数のテクニックが検討される。 1つのテクニックのみが全面的に検討され、 他は完全性のためにリストされ、将来の記事の基礎となり得る。
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| Figure 5: スペクトラム・アナライザのコンプレッションの試験 |
2つのカーブのあいだに 20dB の一定の差があるかどうかを見る。
これが満足されれば、受信機は過負荷となっても、またノイズ・フロアの近くで動作してもいない。
図示されたプロットは、600MHz まで 20dB で一定で、
600MHz 以上ではより減衰した信号がアナライザのノイズ・フロアに近づくことから低下する差を示す。
このプロットは以下のことを示す：
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| Figure 6 |
位置1が常に最大のデータを示すことがわかった。
位置2は最も近い値を示し、65〜100MHz、300〜350MHz、550MHz、850〜950MHz で低くなる。
位置3は多くの箇所で -3dB の変動を示す。
位置4は多くの箇所で -4dB の変動を示す。
位置5は多くの箇所で -4dB の変動を示す。
結論として、位置1を使用し、プリアンプとアッテネータのいずれも必要ない。
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Figure 8 は、120kHz 離れた2つのそのような応答カーブを示す。 コム周波数がその周波数範囲のどこかに入った時、 記録される振幅はピーク - ピークで 3dB の変動を生じ得ることがわかる。
対照的に、もしそれらの応答カーブが Figure 9 に示すように 60kHz だけ離れれば、 ピーク - ピーク変動は 1dB 以下の値に低減される。
30MHz から 1000MHz までの 60kHz のサンプル間隔は 16,167のサンプルをもたらす。
これは非常に大きい数であるが、表計算プログラムを用いることで、
16,167の数列の中の最大値に対応する、必要な 486のデータ・ポイントに減らすことができる。
スペクトラム・アナライザが、受信信号レベルの最適化のために、
プリアンプもアッテネータも必要としないことを見出した。
これらのコンポーネントは周波数依存性を持ち、
我々はプロセス内での全ての不要な変動を避ける必要があるので、
これは理想的である。
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| Table 1: 1セットのデータの「相関」のために用いられた
補正係数ファイル 2Ghzgtem.amp の内容 |
補償されたデータは、周波数をカラム A 、dB でのエミッションをカラム C として、 スプレッドシートに取り込まれた。 16,167の行全てで、カラム B と D は式で占められた。
カラム B はこの周波数ステップに理論的に最も近いコム中心周波数を計算する。 例えば、31〜33MHz の範囲では、その値は 32MHz となるだろう。 カラム D はこの 2MHz の範囲内で見られる最大のエミッション値を計算する。
カラム E は空であり、視覚的な分離のために用いられた。
カラム F、G、及び H は 486ポイントのより小さい出力の表を保持する。 カラム F は理論的なコム中心周波数、例えば 30、32、34MHz などで占められる。
カラム G はその周波数範囲で検出された最大のエミッション値である。 カラム H はその CNE ユニットとともに提供された校正データ・ファイルを取り込んだものである。
このプロセスのために選ばれた手法はデータの調整のためにカラム B、D、及び G の式を用いるが、 データを処理するマクロを作ってその結果をカラムに入れることも同様に可能だったろう。
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| Figure 10 |
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| Figure 11 |
その差はコム・ジェネレータの校正誤差と受信システムの不完全性の合計を示す。 別の CNE ユニットと、2年使われた同一のユニットのあいだで、 コム・ジェネレータの校正に 4dB までの差があるのに気付いている。 これは非常に大きな不確かさであるが、その CNE が与えられた最初の仕事は 我々の GTEM の大きな偏差 (20dB) を明らかにすることであり、これを行なうことは容易であった。 上のプロットは 107MHz と 900MHz での問題を示す。
CNE 校正データは、それ自身が2段階のプロセスで生成されたものであり、 それ自身が数 dB の誤差を持つかも知れない。 その CNE 製造業者はマスターの CNE を NPL での特性決めに出す。 そのマスター CNE は顧客の校正をいつ行なえるかを知らせた製造業者に戻される。 その期間に、顧客の CNE ユニットは製造業者自身の電波暗室でマスター CNE と1つづつ比較される。 その校正データはこの方法で作られる。
この手法は修正が必要な GTEM の応答のいくつかの特有の欠点をピンポイントし、 必要な調整を行ないながらのリアルタイムでのフィードバックを与えた。
その調整が目標に充分に近付いたならば、その次のステップは、
CNE に対する GTEM の応答と CNE のデータ自身との差から
補正係数ファイルを作ることであろう。
補正係数ファイルを用いるという考えは、製品試験を行なう時、
GTEM データを理想的な応答に補正するためである。
26ポイントのそのような補正係数ファイルは良好に用いられており、
エミッションの結果が限度に近い時の有用な意志決定ツールを与える。
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| Figure 12 |
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| Figure 13 |
必要な機器は、高速な立ち上がり時間のパルスの発生源と、高速なデジタル・オシロスコープである。 このテクニックを既存の試験器器で実演することは可能かも知れないが、 セプタムの調整のための感度と精度を与えるためには特別な機器が必要であり、 専門家に任せるのが最良である。 例として、頂点と終端のあいだの GTEM 内のインピーダンスを明らかにするために、 パルス発生器と広帯域オシロスコープが用いられる。
Agilent 81130A パルス／パターン発生器が、 高速の立ち上がり時間のパルスを 1kHz の繰り返し時間で発生する。 これは LeCroy 1GHz オシロスコープに接続された AP020 アクティブ・プローブで パルス発生器の出力コネクタで監視される。 GTEM の頂点の接続点への接続のためには通常の RG213 ケーブルが用いられた。
元のローからハイへの遷移の後でパルスが到達した電圧レベルが、 その伝送線路の経路に沿ったインピーダンスの良い指標であることがわかった。 例えば、RG213 (50Ω) ケーブルが遠端で 60Ω 終端に接続された時、 電圧レベルは約 10% 増加した。 VSWR の式 (1 + Ro) / (1 - Ro)、掛ける公称インピーダンス。 これはその値が 60Ω であることを確認する。 ここのプロットは RG213 ケーブルが GTEM に接続し直された時の結果を示す。 最初のカーソルはパルスがケーブルから GTEM に送られた箇所に合わせられている。 2番目のカーソルはセプタムが抵抗ボードに接続された箇所に合わせられている。 そのトレースはケーブルとセプタムでは滑らかであるようだが、 抵抗ボードでの著しい不連続性を示す。 そのバンプのピークは 50Ω レベルよりも 14.8% 高いようである。 これは 67.5Ω に換算される。
既に述べたように、GTEM をそのようなセットアップに基づいて調整しようとはせず、
専門家に任せること。
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| Figure 14: ある GTEM に対する VSWR のプロット |
RL = 20 log10 |Γ| dB.
ここで、0dB の反射減衰量は線路が短絡か開放となっていることを意味し、 -∞ dB は線路が完全に整合していることを意味する。
VSWR = (1 + |Γ|) / (1 - |Γ|)
GTEM の VSWR は、「PC を用いた基本放射イミュニティセットアップ」で示すシステムに 第2のパワー・メータを追加することで測定できる。 第2のパワー・センサは、方向性結合器の J1 に、 そこに取り付けられた 50Ω 終端を外してから取り付けるべきである。 これは反射電力を測定するであろう。 この2つの電力測定値の差が反射減衰量である。
例えば、20dB の反射減衰は -20dB と表現される。
20 で割ると -1 が得られる。
逆対数を取ると、0.1 が得られる。
これが|Γ| である。
計算： VSWR = (1 + |Γ|) /(1 - |Γ|)、(1 + 0.1) / (1 - 0.1) = 1.22
先に示したプロットは、1つの GTEM に対して違う時に行なわれた2回の VSWR 測定結果を示す。 赤いカーブは 1.6 のピーク VSWR レベルを、 青いカーブは 1.8 のピーク・レベルを、いずれも 100MHz で示す。 サンプルの分解能は 10MHz である。 この GTEM の、2MHz のコム・エミッション間隔の CNE を用いた追跡調査はより詳細な偏差を示し、 最終的には問題の解決へと導いた。
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2011-08-27