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翻訳: T.Sato
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| Figure 11: 2ns の立ち上がり／立ち下がり時間の
16MHz 矩形波の (理想化された) 波形 |
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| Figure 12: 2ns の立ち上がり／立ち下がり時間の
16MHz 矩形波の (理想化された) スペクトラム |
有名なフーリエ氏は、時間ドメインの波形を 周波数ドメインの多数の個別の高調波の合計として見ることのできる数学を発展させ、 このため Figure 12 は Figure 11 の波形の「フーリエ変換」と呼ばれる。 (誰でもインターネットで検索できるので、 ここではフーリエのような基本的な数学的テクニックへの参照は示さない。) 50kHz で動作するスイッチ・モード電力変換器が 50kHz 毎の高レベルのエミッションを 50MHz (1,000次高調波!) まで生じること、 あるいは 50MHz のデジタル・クロックが 50MHz 毎の高レベルのエミッションを 900MHz まで生じることは珍しくない。
数年前、耳内補聴器を設計した技術者に合ったことがある。 彼らは、(耳の中に入るように) 非常に小さく、 言うほどの 0V プレーン領域を持たない PCB に直接ボンディングされた、 裸のシリコン・チップを用いた。 バッテリーの電力の節約のために 1kHz クロックのマイクロプロセッサが用いられていたが、 哀れなことに 30MHz から 1GHz (百万次高調波！) で 放射エミッション試験に不合格となった。
共振周波数 (この記事の第1部 [8] の第3章を参照) が高調波と同じ周波数に来ると、 それは共通インピーダンス、電界、磁界、そして電磁界結合効果を「増幅」し、 結果として伝導性と放射性のエミッションを劇的に増加させ得る。 (結合効果は後の第5章で述べる。) 従って、これが、本当に必要であるよりも早く変化する電圧や電流を用いないように ほとんどの EMC の教科書とガイドが勧告しているのを見る理由である。 これは良い一般的なアドバイスであり、それを心から支持する ―― だが、問題は、エッジ速度の制御が可能な IC は非常に少なく、 通常はシリコンがたまたまスイッチするだけのものを得るに過ぎないということである。 ムーアの法則がシリコンの寸法を容赦なく切り詰め、 より早いエッジが必要かどうかにかかわらずスイッチング速度は容赦なく向上する。
(そのような早いエッジを必要としない場合の、早過ぎるデバイスの問題に対する解決は、
[1] の第1部の 1.1.2章や [1] の第5部の 5.6章で述べた。
5.6章は、早いエッジが管理されない場合、
あるいは早いデータ・レートが必要でさえある場合に、
PCB トレースの特性インピーダンスを管理する方法も述べる。)
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| Figure 13: 長さ 200mm の PCB トレースのアンテナ効率の例 |
[8] の Figure 7 の下側のスケッチは、Figure 13 の結果を生じる、
偶発的アンテナとして振る舞うトレースの原因となる、信号源と負荷のインピーダンスと
トレースの Z0 のあいだの不整合に伴う共振メカニズムを示す。
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| Figure 14: Figure 12 の PCB トレースを通った
Figure 11 の 16MHz 矩形波 |
(大抵はなぜそれが正しく動かないのかを見つけようとして) オシロスコープ・プローブを用いて デジタル回路周辺の電圧を測定したことのある人なら誰でも、 オーバーシュートやリンギングを含むこのように見える波形を見たことがあるだろうが、 おそらくはそれが EMC エミッション問題を示すことに気付いていない。
実際、回路波形と EMC エミッションの測定に慣れている回路設計者は、 オーバーシュートやリンギングの程度と形状から、 どの周波数がエミッション限度線を超えるであろうかを、 そしてそれがどの程度かさえも、良く予測できることだろう。
起きていることは、 偶発的アンテナとして振る舞う 200mm PCB トレース (Figure 13) によって、 16MHz 矩形波 (Figure 11) の高調波 (Figure 12) の一部が 空中に放射されているということである。 これらの不運な高調波は相当のエネルギーを空中へと漏出させ、 PCB トレースの遠端ではその周波数では僅かなエネルギーしか残らない。
(実際には、PCB トレースは近傍の不運な任意の導体へもエネルギーを漏出させ、 他の PCB トレース内に、そして電源レール内にクロストークとノイズを引き起こし、 もし主電源リードにエネルギーを「結合」するならば おそらくは伝導性エミッション試験への不合格さえも引き起こす。 だが、そのような現実の細部は、この単純化され理想化された分析では考慮されない。)
200mm トレースの遠端で残されたエネルギーのスペクトラムに 逆フーリエ変換 (印象的ではないか！) を行なうと、Figure 14 が得られる。 エネルギーの空中への漏出が最も大きかった周波数が、波形のリンギングの原因である。
この単純化され理想化された例では、 エネルギーの空中への漏出が最も大きかった高調波は、 トレースの最初の共振周波数 (λ/4) に最も近いものとなった。 これは 16MHz 信号の 11次高調波、176MHz であり、 従ってトレースの端での波形 (Figure 14) の主要なリンギング周波数は 176MHz である。
(残念ながら、Figure 11 の 16MHz 矩形波の 2ns の立ち上がり／立ち下がり時間の選択は、 Figure 12 のスペクトラム包絡線のコーナー周波数を 160MHz とした。 200mm トレースの選択は Figures 13 の最初の共振を 187MHz とし、 16MHz の矩形波 (Figures 11) の選択は Figures 12、14、及び 15 の その11次高調波を 176MHz とする。
特に私の図の粗いスケッチでの、これらの3つの周波数の近さは、 いずれかのあいだに何らかの関係があることを意味しようとしているものと とらないで欲しい。 これらがそれほど近くなったのは、偶然と良くない図とによるものに過ぎない。 申し訳ない。)
Figure 14 は、私が放射性エミッションの波形と呼んだものも図示する。 これらは、EMC 試験所のアンテナを 通常のスペクトラム・アナライザや EMC レシーバの代わりに オシロスコープに接続したならば見るであろうもの (勿論、単純化され、理想化された) である。
Figure 14 で図示したように、この放射された波形を 信号がトレースの遠端に達した時に残る伝導波形に加えれば、 元の矩形波を再構成できそうである！ (不整合の PCB トレースは 放射エネルギーには関係しないかも知れない他の波形歪み機構を持ち得るので、 現実にはこれは常に正確に真というわけではない。 だが、それは通常は充分に近い。)
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| Figure 15: 200mm PCB トレースからのエミッションの
(理想化された) スペクトラム |
それは、トレースの共振周波数 (1/4波長の奇数倍 ―― [8] の Figure 7 を参照) に最も近い周波数の高調波が最も良く放射され、 エミッション試験に際しての問題の多くを生じることを示す。
良い EMC 性能のための設計の経験を積んだ設計技術者は 通常はエミッション・スペクトラム・プロットとそれを発生する波形のあいだの、 そして実際の波形と起こりそうなエミッションのあいだの、 「心眼」での変換に熟達している。 また、エミッション・プロット (Figure 15) の高調波のグループのあいだの間隔から、 それを引き起こしたトレース、ケーブル、 及び／もしくはシールドのギャップのありそうな長さを感じ取れる。 (そして、どれがいたずらをしているのかを見るために、 導体やシールドのギャップに適用するためにフェライト・コアと銅テープを取り出す。)
オシロスコープと電圧プローブだけを持っているとしても、それでも デジタル回路設計／レイアウトが EMI のためにうまくいっているかどうかの 良い理解を得ることができる。 SI のためには充分に良い高レベルのリンギングは、 関係する PCB がシールド・ハウジングに囲まれ、 その相互接続全てがシールド、及び／もしくはフィルタされているのでない限り ([1] の第4部で述べたように)、EMC 適合のために充分に良くない。
安価だが法的に適合しており現実に良く働く製品を設計することを望む時、 PCB 上のデジタル波形全てが非常に小さいリンギングと オーバーシュートを持つことを確かとするように設計する。 典型的には、SI のために受け入れられるものの 1/10 のレベルを目指すであろう。
従って、EMC と SI のあいだには強い関係がある。 信号のスペクトラムから顕著な高調波エネルギーを「失う」ことがないならば、 波形歪み、オーバーシュート、アンダーシュート、 ダブル・クロッキング等々を被ることはないであろう。
高速オシロスコープ (そして正しく用いられた高速プローブ) での試験が 波形が歪まないままであることを明らかにし、 EMC 試験所での試験がエミッションが低いことを示し、 従ってコストを要するシールドとフィルタを用いずに EMC 試験に合格することが可能かも知れない。
エンクロージャ・シールドのコストなしに低いエミッションを持つように PCB とデジタル回路を設計することは、波形が歪まない ――オーバーシュートとリンギングの少ない、きれいな矩形波形―― ことを意味し、真に素晴らしい SI も達成され、 ソフトウェアはより信頼できるようになり、製品開発中の時間を節約する。
可逆原理 ([8] の 1.3章の iii を参照) のため、 回路のクリティカルな周波数 (すなわち波形の基本波と高調波の周波数) で それほど放射せず、従って低いエミッションを持つトレースは、 電磁環境からそれほどのノイズを拾い上げもせず、従って良いイミュニティも持つ。
アナログ回路については、 その SI の特性を示すために異なるパラメータが用いられるものの、 デジタル回路と全く同じ考察が適用される。 この場合、問題となるのはそのトレースの周波数応答である。 2つのアナログ・デバイスを接続するトレースが、 その信号で用いられる全帯域幅にわたって平坦な周波数応答を持つならば、 これは良いアナログ SI の1つの尺度であり、 エミッションが低くイミュニティが高いであろうことも意味する。 アナログ回路相互接続の周波数応答の「平坦さ」は、 デジタル回路の矩形波形のリンギングやオーバーシュートと直接対応する。
だが、我々の多くは、既に PCB CAD ワークステーション上に SI ツールを持っている。 そのようなツールを用いて、全ての SI パラメータ (オーバーシュートの高さ、リンギングの減衰時間、 グランド／電源レール・バウンスなど) の最大レベルを SI のために最低限必要であるものの 5倍か (より望ましくは) 10倍小さく設定し、 それを達成するように回路と PCB レイアウトを設計することは、 通常は非常に低いエミッションと良い RF イミュニティを持つ PCB をもたらすであろう。
明らかに、このアプローチは全てのイミュニティの懸念に対処するわけではない
―― 例えば、それは電源品質妨害 (ディップ、ドロップアウト、主電源波形歪みなど)、
あるいはサージによって引き起こされる過電圧や過電流、
ファスト・トランジェント・バースト、あるいは ESD に対する
イミュニティの改善は助けないであろう。
だが、それは、RF 妨害である、ファスト・トランジェント・バーストや
ESD によって生じるフィールドへの対処は助けるであろう。
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| Figure 16: 我々が使用している周波数 (1Hz〜3GHz) |
無線エネルギーが物質の処理 (金属の熔解； プラスチックの熔着； 塗装や接着剤の乾燥； 筋肉の加温によるスポーツ外傷の緩和； 人体組織の切断と凝固など) に用いられる、 「工業、科学、及び医療」用 (略して ISM) と呼ばれるもののために、 少数の狭い周波数範囲が割り当てられている。 電子レンジは ISM 機器であり、2.5GHz ISM 周波数帯で動作する。
強力な ISM 機器を動作させるただ1つの施設が 近傍の国々におけるその周波数での無線受信を容易に損ない得るので、 ISM 周波数帯は世界で非常に良く整合化されており、 また長年にわたってそうであった。 従って、ISM 周波数帯を国際的に協調させ一致させることは、 全ての者の最大関心事であった。
無線通信は、 ISM 機器からの干渉を受けた時にユーザーが文句を言わない限り、 あるとしてもそれほど厳しい規制を受けずに、ISM 周波数帯を使用することが許される。 そして、ISM 周波数帯は世界的にかなり良く一致しているため、 世界を視野に入れた短距離無線通信の製造業者にとって魅力的である。 これが、Wi-Fi、ZigBee、そして Bluetooth の全てが 電子レンジと同じ ISM 周波数帯で動作している理由であり、 また誰かが近くで電子レンジを使い始めるとワイヤレス・インターネット接続が 遅くなったり切れたりすることがある理由でもあり ([9] の Banana Skins No.391 を参照)、それに対してできることはない。
電子レンジはその周波数帯内では多くのノイズを放射することが許され、
その結果としてあなたの (あるいはあなたの隣人の) Wi-Fi が働かなければ、
それは Wi-Fi にとって厳しいというだけである。
それをさらに興味を引くものとするのは、殊に ISM ノイズがない時でさえも
2.5GHz 周波数帯が Wi-Fi 自身によって常に混雑し得る時に [10]、
人々が Wi-Fi (それは安価なテクノロジーであり、入手性が良い) を産業用制御に、
あるいは安全クリティカルな自動システム [16] に使おうとする時である。
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| Figure 17: ... そして、電気／電子機器が放射するノイズ |
それは、これらの非常にありふれた回路からのノイズが、 ラジオ／テレビ放送や通信に使いたい周波数全体にわたることを示す。 明らかに、これらの内部的に発生するノイズが 製品の外側の空間へと放射されないことが非常に重要である。 まさにこれが、CISPR [11]、そしてそのエミッション規格と限度がある理由である。
だが、問題は、良く整合した伝送線路として設計され、作られていない限り、
任意の／全ての導体が非常に効率的な偶発的アンテナとなることである。
([1] の第2部の 2.7章はワイヤとケーブルで作られた伝送線路について述べ、
[1] の第5部の 5.6章や [12] の第6章は PCB トレースで作られた伝送線路について述べる。)
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| Figure 18: 全ての導体は偶発的アンテナとして振る舞う |
全ての導体は、Figure 13 の 200mm のトレースの例のように、 「偶発的アンテナ」として振る舞う。 Figure 18 は、ほとんどの (RF でない) アナログ／デジタル回路相互接続で典型的な、 導体の Z0 と比較して低いインピーダンスで駆動され、 高いインピーダンスの負荷を持つ、不整合の導体を仮定する。 良く整合した伝送線路は非常に効率の低い偶発的アンテナであり、 おそらくは不整合の導体よりも最大 40dB 低い効率を持つが、 依然としてアンテナである。
ワイヤ、ケーブル、そしてその他の導体は偶発的アンテナとして振る舞うので、 それらは常にそれが運ぶ信号や同相ノイズを 電界 (E)、及び／もしくは磁界 (H) として「漏洩」させ、 おそらくはエミッション問題を引き起こす。 それらはまた、電界 (E)、及び／もしくは磁界 (H)、 及び／もしくは電磁界 (EM) からの干渉ノイズを 電圧、及び／もしくは電流として拾い上げ、 おそらくは回路にイミュニティ問題を引き起こす。
これは、支持金具や装飾のような他の金属物は言うに及ばず、 電気／電子相互接続に望むことではないが、それは不可避であり、 それへの対処は EMC 設計の多くに影響する。
それをデバイスや PCB のレベルで管理しなければ、 製品の美的デザインを制約し、重量を加え、組み立て時間を増加させる、 高価なエンクロージャ・レベルのシールドの使用を強いられる。
Figure 18 は、特定の周波数範囲について、 偶発的アンテナ効果の低さを示す2本の線を含む ―― 左側の線は、通常の民生、商用、そして軽工業用途のために 一般にどこまでの長さを無視できそうかを示す。 だが、例えば自動車メーカー、フライト・クリティカル航空電子などのための より厳しいエミッション、及び／もしくはイミュニティ規定が適用される場合は、 そのような導体は、おそらくは同じ周波数範囲について、 偶発的アンテナとして許容できない振る舞いをすることだろう。
可搬製品に接続されたケーブルが 放射性エミッションの唯一の顕著な原因であったのは、それほど昔のことではない。
実際、IEE (今は IET と呼ばれる) は、2003年に 「EMC: It's (nearly) all about the cabling」と題されたイベントを開いた。 だが、その日々は過ぎ去り、今日では、EMC 試験への不合格を合格とするための EMC 対策作業のほとんどは PCB に対する作業を伴う。
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| Figure 19: プロセッサの入出力ピンでの実際のノイズ |
だが、現実の IC や PCB では、Figure 19 が示そうとしているように、 マイクロプロセッサや類似の IC からの信号はあらゆる種類の追加のノイズを含む。
グランド・バウンスと電源バウンスは、 同時スイッチング出力 (simultaneous switching output; SSO) ノイズ、 あるいは同時スイッチング・ノイズ (simultaneous switching noise; SSN) とも呼ばれる。 それらは IC のシリコン・チップ自身内のトランジスタと PCB 上のグランド／電源レールのあいだの不可避なインダクタンスによって生じる。
PCB 上で完璧な電源デカップリングを達成できたとしても、 IC のパッケージ内のボンディング・ワイヤとリード・フレームのインダクタンスは、 出力トランジスタがハイからローに、またその逆にスイッチする度に シリコン・チップの内部グランド／電源レール電圧を PCB のグランド／電源レールに対して「動揺」させるのに充分である。
数個の出力が状態を同時に、同じ方向に (例えばハイからローに) 変化させる時、 グランド／電源バウンス・ノイズは線形に加算される ―― 例えば10個の出力は10倍のノイズ・レベルを意味する。 時に、この影響は、グランド／電源バウンス・ノイズを 他のデバイスの論理閾値を超えるほど高くさせ、 ソフトウェアのバグのように見えるもの (だが、実際には、「内部 EMI」と呼ぶかも知れない、 製品内のソフトウェア関連内部干渉) を引き起こし得る。
出力スイッチング・ノイズの加算は、 なぜソフトウェアのバグの修正、あるいはソフトウェアの僅かな改善が、 時にエミッションへの驚くほど大きな影響を持つことがあり、 それを改善しさせするかも知れない理由である。
一部の利発なソフトウェア作成者は、エミッションの低減のため、 同時に同じ形で状態を変える出力の数を制限するように それらのデバイスをプログラムできるできるかも知れない。 そして、出力を、外部回路のためのスキュー限度内となるのに充分に早く 順次スイッチする (数ピコ秒に過ぎないかも知れない) ために用いられる 内部クロックを持つ FPGA や ASIC もある。 従って、(例えば) 10倍大きな 1つのグランド／電源バウンス・トランジェントの代わりに、 10個の小さいトランジェントのバーストが生じ、 これはそのレベルが加算されることを防ぐ。
出力が状態を変える時の、 IC の内部グランド／電源レールの PCB のレールに対するこの「動揺」は、 I/O や電圧基準のピン全てにグランド／電源バウンス・ノイズを 同相ノイズとして乗せる。 5.5章では、同相ノイズが、 しばしば 1GHz 以下のエミッションの主因となることを示す。
コア・ロジック・ノイズ (Figure 19 参照) は、マイクロプロセッサ内の 非常に早いコア・ロジック回路と、より遅い I/O、電圧基準、 そして電源回路とそれらのピンとのあいだのクロストークによって引き起こされる。 また、コア・ロジックのトランジスタのスイッチングは、 出力トランジスタのより大きいがより遅い電流と同様に、 グランド／電源バウンスを引き起こす。 今日では、安価なマイクロプロセッサでさえも GHz で動作するコアを持ち得る。 コア・ノイズも同相である。
そして、勿論、現実の製品のエミッションに寄与し得る信号とノイズの複雑さは、 単一の IC 内の差動モード信号と同相ノイズに単純に限定されない ―― 通常は、DC 電源レール上のノイズに、そしてトレース、ワイヤ、ケーブル、 そしてエンクロージャへの望ましくないノイズの結合にその全てが寄与する、 多くの IC や DC/DC コンバータなどがある。
(差動モード信号は所望の信号、制御、データ、そして電力であり、 これは後の 5.5章でより詳細に述べる。)
金属面内の開口は意図的に「スロット・アンテナ」として用いることができるので、 意図的なアンテナではないその他の全ての開口、ギャップなどは 「偶発的スロット・アンテナ」であると言うことができる。
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| Figure 20: 全ての開口は偶発的スロット・アンテナである |
Figure 18 と同様、Figure 20 は所定の周波数範囲での 偶発的アンテナ効果の低さを示す2本の線を含む。 そして、Figure 18 と同様、 左側の線は、通常の民生、商用、そして軽工業用途のために 一般にどこまでの長さを無視できそうかを示す。
だが、これも Figure 18 と同様、 より厳しいエミッションやイミュニティの試験規格への適合のためには、 これは充分に良い推定を与えないかも知れない。
[1] の第4部の 4.3章は、
シールドの開口による表面電流の迂回が電界と磁界の放射
(すなわち、その共振を含む、偶発的アンテナとしての挙動)
の原因となることを述べており、ここでは繰り返さない。
例えば、[8] の Figure 10 は金属の箱の中の (3,0,0) モードの空洞共振の 3D フィールド・シミュレーションを示し、 空洞共振に伴う高いフィールド強度の領域にある開口 (例えば換気のための) は より高いレベルの表面電流を持ち、 従ってその共振においてより低いフィールドの領域のものよりも 多くの電磁エネルギーを放射するであろう。
[1] の第4部の 4.3.8章も、偶発的スロット・アンテナの挙動への 構造共振の影響を述べている。
構造が共振する時、4つの結合効果 (次の第5章で述べる) は劇的な影響を受ける。 例えば、PCB 上の IC やトレースに関係する近傍界から 近傍のケーブルやその他の導体や導電性構造やシールド開口への 電磁エネルギーの結合は、構造共振によって、 しばしば 100倍 (+40dB) まで、おそらくはさらに大きく増加し得る。
従って、構造共振はエミッションとイミュニティに非常に大きな影響を持ち得る ―― 信号の基本周波数か1つ以上の高調波が 1つ以上の共振周波数に近い時には殊にそうである。
E = 263・10−16 (f2・A・IDM) / R [V/m]
(自由空間エミッション、 すなわちグランドプレーンがない場合のためには、2で割る)
微小モノポール (関係する最大の周波数において最大寸法 << λ/6 の、 大きな 0V プレーンに垂直のワイヤ) については、 あり得る最大の遠方界エミッション (グランド・プレーン上で通常の CISPR エミッション試験法を用いて アンテナ高を変えて最大化させられた) は次の式で与えられる：
E = 1.26・10−6 (f・L・ICM) / R [V/m]
(自由空間エミッション、 すなわちグランドプレーンがない場合のためには、2で割る)
ここで、
E = 測定距離 R における V/m での電界強度
f = Hz での周波数
λ = m での波長
A = m2 でのループ面積
L = m でのモノポールの長さ
IDM = A での差動 (ループ) 電流
R = ループやモノポールからの m での測定距離
VDM = 8・10−6 (f・H・A) [V]
だが、その最大差動電流ループ寸法が λ/2 よりも長ければ、 A = λ2 / 4π が任意の寸法のループ内の最大電圧を与え、 従って:
VDM(max) = 188.5・H・λ、あるいは VDM(max) = 5.73・1010・H / f [V]
(ループ面積には支配されない)
微小ワイヤ・ループ (最大寸法 < λ/2) については、 外部遠方界電界によって誘起させられ得る最大の差動電圧は、 上の式を 377 (自由空間の Ω でのインピーダンス) で割ったものと等しい：
VDM = 2.1・10−8(f・E・A) [V]
だが、その最大差動電流ループ寸法が λ/2 よりも長ければ、 A = λ2 / 4π が任意の寸法のループ内の最大電圧を与え、 従って:
VDM(max) = E・λ/2、あるいは VDM(max) = 1.5・108・E / f [V]
(ループ面積には支配されない)
ここで、
VDM = 外部フィールドによってループに誘起する V での差動電圧
f = Hz での周波数
λ = m での波長
H = A/m での外部磁界
E = V/m での外部電界
A = m2 でのループ面積
VCM = E・L [V]
だが、ワイヤ長が λ/4 よりも長ければ、 L = λ/4 が任意の寸法のワイヤでの最大電圧を与え、従って：
VCM(max) = E・λ/4、あるいは VCM(max) = 0.75・108・E / f [V]
(ワイヤ長には支配されない)
微小ワイヤ・ループ (最大寸法 < λ/4 の) については、 外部遠方界電界によって誘起させられ得る最大の同相電圧は：
VCM = E・2π・A / λ [V]
だが、そのワイヤ・ループの最大寸法が λ/4 よりも長ければ、 A = λ2 / 4π が任意の寸法のループ内の最大電圧を与え、 従って誘起同相電圧は:
VCM(max) = E・λ/4、あるいは VCM(max) = 0.75・108・E / f [V]
(ループ面積には支配されない)
誘起同相電流のためには、同相電圧を影響された回路の (複素) 同相インピーダンスで割る (ベクトル計算は誘起電流と誘起電圧のあいだの位相角を出す)。
ここで、
E = V/m での外部電界
A = m2 でのループ面積
λ = 外部電界の m での波長
L = m でのワイヤ長
意図的なものであれ偶発的なものであれ、アンテナについての、 多くの数式も含む詳細な情報は、[14] の Chapter 7 を参照されたい。 そして、より多くの数式は、[15] を参照されたい。
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| Figure 21: EMC 問題の3つの部分 |
以下の節で述べる4種類の電磁結合がある：
(超伝導材はレジスタンスがゼロとなるだけであり、 依然として同じ寸法と形状の通常の導体と同じ L と C を持つ。) そして、例えば、115/230V 主電源、DC 14V 自動車バッテリー電源、 「グランド」や「アース」、0V、コネクタ・ピン、ケーブル・シールド、シャーシ、 フレーム、エンクロージャ・シールド、「ファラデー・ケージ」、基準面、 補強材、I形鋼、船体、外装、超伝導材等々、 我々がそれを何と呼ぶかとは無関係に、 前と同様、常に AC 電流の流れに対してインピーダンスを与える。
従って、2つ以上の回路のあいだで導体を共有すれば、 回路1が共有導体のインピーダンスを流れさせる電流は 回路2に対するノイズとして現れる電圧を発生させる。 そして、その逆も同様である。
我々はこの効果を「共通インピーダンス結合」と呼び、それは常に生じる。 我々は、EMC とともに、シグナル・インテグリティのためにも、 それを無視できる程度にまで低減しようと努力するが、 決してそれをなくすことはできない。
PCB トレース、ワイヤ、そして類似の長い導体のインピーダンスは、 表皮効果がレジスタンス R を増加させる ――[8] の 3.1.1章参照―― ため、 また誘導性リアクタンスが増加するため、通常は高い周波数で増加する。
XL = 2・π・f・L [Ω]
(L は H、f は Hz)
共有された導体のインピーダンスに生じるノイズ電圧は、 それを共有する全ての回路に共通となるので、同相である。
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| Figure 22: 共通インピーダンス結合の単純な例 |
勿論、この被害者は接地漏洩電流の発生源でもあり、 最初の機器に結合する同相ノイズを接地線に生じさせるので、 それらは Figure 21 の単純な回路図で 電磁エネルギーの発生源と被害者の双方となる。
Figure 22 は建物の接地システムに接続された機器を示すが、 電源や 0V のレールを共有する異なる回路 ――例えば、入力増幅器やデジタイザ、デジタル・シグナル・プロセッサ、 ディスプレイ・ドライバ、I/O プロセッサなど―― のために、これと似たスケッチを描くことができるだろう。 それら全ては、 共有された電源と 0V のレールを介した共通インピーダンス結合に関して、 発生源と被害者として振る舞う。
ケーブル遮蔽も電流を運び、 もしそれが接続されるシャーシ、フレーム、あるいはエンクロージャ・シールドが 関係する最大の周波数で充分に低いインピーダンスを持たないならば、 その電流は良く管理されないであろう。 シールド内に留まるべき電流が外側に出て過剰なエミッションを引き起こし、 外側に留まるべき電流が内側に入ってイミュニティ問題を引き起こす。 全ては、シャーシ、フレーム、あるいはエンクロージャ・シールドを介した 共通インピーダンス結合のためである。
典型的な例の1つはカード・ケージである ―― 上下のクイック・リリース脱落防止ねじで固定されて フロント・パネルとして働く狭い L 型の金属片をそれぞれが持つ 複数の垂直や水平のカードが、金属の側板を持つケージに差し込まれる。
フロント・パネルに1つ以上のコネクタがある場合、 ケーブル遮蔽 (あるいはシールドなしケーブルのフィルタ) が 意図したように良く働くように フロント・パネルの共通インピーダンスを充分に低くするために、 それらが互いに接続されるようにそれぞれのカードのパネルの側面に沿って 導電性 EMC ガスケットを取り付けることがしばしば必要となる。
だが、問題は、この古めかしいテクニックは 高い周波数の電流の流れを制御することができず、数 MHz は言うに及ばず、 数 kHz 以上において、甚大で非常にコストを要する問題を引き起こすことである。 これらの周波数においては、 我々が信号、制御、データ、そして電力と呼ぶ伝搬する電磁エネルギーは、 高インピーダンスの長い PCB トレースや緑／黄のワイヤを流れるよりも容易に、 電界、磁界、そして電磁界結合を介して空間を通って近傍の導体に流れられる。
従って、私が書いたものの中での一点接地テクニックへの参照は、 それに反対するもののみである。 それは、ラジオ放送が AM であり、携帯電話はもとより、 デジタル回路やスイッチ・モード電力変換のことを聞いた者などいなかった 1950年台までは良かったが、今日ではそれは全く良いテクニックではない (EMC シールド・ルームの中で使う、 リニア電源を持つ他のベースバンド・アナログ機器とともに使用する、 リニア電源を持つベースバンド・アナログ機器を設計しているのでない限り。 だが、リスニング・ルームをシールドして 他の機器全てを外に出す準備のあるオーディオ愛好家は、かなり限られた市場である。)
たまたま、テレビ放送に未来があるかどうかを疑問視している記事を含む、 1947年付けの Wireless World 誌を持っている。 この記事について語ることはないが、そのような展望はいつも面白い！
どのような回路設計の教科書を見ても、 回路図に電源レールと信号リターンは描かれていない。 往々にして、デバイスの電源とリターンのピンさえも示されていない。
RF 回路設計は送出とリターンの導体を持つ伝送線路を用いるように 教えることから例外であるが、RF 設計の教科書でさえも、電源レールや、 伝送線路でない信号のためのリターン導体を描く手間は掛けない。
従って、回路設計を学ぶ時、電源と信号がキルヒホッフの法則 (言い替えると、全ての電流は閉ループを流れる) を完成させるためにどのように戻るかは問題ではないとも仮定する。 それは明らかに何とかやり遂げられるが、 どのように、またいつそうするかは重要ではない筈だ。 そうでないならば、教科書の著者がそれについて何か言ったことだろう！
これは回路設計者に完全に道を踏み誤らさせ、 その経路は全く問題ではないということで、 つまらなく重要でない電源や信号のリターンに デバイスのどのピンが用いられる筈であるのかを見つけ、 それらを何とかして、また何としてでも接続するのを PCB 設計者任せにするという、 普通のプラクティスへと導く。
彼らの回路が良くない信号品質／シグナル・インテグリティに悩まされ、 ひどいレベルの EMI を受け、かつ／もしくは生じることを確かとするように 学生を惑わすためのより良い方法があるとしても、見たことがない。 設計者が、その学部レベルの回路理論がない筈であると言う 平坦でない周波数応答やオーバーシュートやリンギングに最初に気付いた時が、 もう1つの長い学習曲線の始まりである。
人々に回路設計をどのようにやるかを教えるこのアプローチは、 実世界では回路が望まれるように機能しないことをほぼ保証する (そして、勿論、法的な EMC 適合の望みはない)。
その結果は、 ほとんどの電子技術者には最初に働き始めた時に学ぶべきことが相当あり、 学習曲線を登りながら、 雇主の多大な負担のもと、実際のプロジェクトで、 機能し、かつ充分に良く適合するものを何とかして得られるまで 設計を繰り返し、市場導入を遅らせながら、 他の誰もがやったのと同じ過ちからそれを学ぶというものである。
(勿論、いくつかの例外がある。 教育機関の一部は新進の設計者に彼らが本当に知る必要があることを教えるが、 それは暗い嵐の海の中での希望の灯台である。)
現代的なデジタル・デバイスは、電源レールと 0V 「グランド」が 最大の周波数において低い共通インピーダンスを持ち、 全てのリターン電流が取る経路が 「送出」導体が取る経路に非常に近いように充分に配慮することが (次の 5.2章と 5.3章を参照)、 デジタル回路のシグナル・インテグリティと低いエミッションと良いイミュニティ、 アナログ回路の信号品質とイミュニティ、 そして「DC」と低周波の計装／オーディオ回路と RF 回路の非意図的エミッションのためにさえ絶対的に不可欠となるほど、 レベルと周波数の双方について高い周波数を発生する。
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| Figure 23: 電界結合の例 |
だが、電界が導体の周囲の空間へも、
遠くへと拡がるにつれて弱くなりながら拡がることも見て取れる。
もし近傍に他の導体があれば、線の一部はそれらの他の導体で終わり、
その局所的な電界パターン (電気力線の分布) は乱されるであろう。
電気力線が他の導体で終わる時、これは電界 (電磁エネルギー) が
Figure 21 で図示するように発生源から被害者に結合することを示す。
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| Figure 24: 電界結合の等価回路 |
電界結合は被害者の回路にノイズ電流を注入する。
ICOUPLED = CSTRAY (dVSIGNAL / dt)
基本的に： これは洗練された単純なタイムドメインの式 (周波数ドメインでも簡単に表現できる) のように見えるが、 全ての単純な EMC の式と同様、 現実での使用をしばしば制限する若干の仮定を設けている。 このケースでの仮定は、被害者の回路のインピーダンス << 1/(2π・f・CSTRAY)、 かつ被害者の回路のループの最大寸法 << λ/6 というものである。
もし上の仮定が満たされていれば、 被害者の回路と 100MHz の 5V ピーク - ピーク矩形波信号とのあいだの 0.1pF に過ぎない浮遊容量が、100MHz 基本周波数で 310μA ピーク - ピークの、 またそのそれぞれの高調波 (3次、5次、7次、...) でも 310μA のノイズ電流を、 被害者の回路に結合させることだろう。
後の 5.5章で同相ノイズを考慮する時に見るように、 いくつかの周波数で CISPR 22 Class B エミッション限度に不合格とさせるには、 外部ケーブル上の 5μA 程度の電流で充分である。 従って、例えば2つの短い PCB トレース間の 0.1pF に過ぎない浮遊容量結合が、 放射性エミッション試験への 36dB までの不合格を引き起こし得る。 CSTRAY のリアクティブ・インピーダンスは 周波数が高くなると低下する：
XCSTRAY = 1/(2π・f・CSTRAY) [Ω]従って、信号の電圧の変化速度 (dV/dt) を下げることは その高周波成分 (フーリエ変換で見ることができる) を減らし、 従って電界エミッションを、 そして被害者の回路に注入 (結合) されるノイズ電流を減らす。
(CSTRAY は F、f は Hz)
従って、設計に際しては、ノイズ結合 (干渉) を減らすために、
発生源と被害者の回路のあいだの浮遊容量を小さく (電界結合を低く) したいと思う。
だが、単一の信号自身の送出／リターン経路については、
それは電界をよりコンパクトにし、他の回路への浮遊容量を減らし、
従ってノイズ結合 (干渉) の量を減らすことから、
我々は通常は送出とリターンの電流経路の間のキャパシタンスが大きいことを望む。
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| Figure 26: 送出とリターンの導体を互いに近く引くことによる
CSTRAY 結合の低減 |
Figure 25 は、発生源 B の送出／リターン導体が互いに接近しており、 それらのあいだにより多くのキャパシタンスを生じて その電界を全体的によりコンパクトにするため、 発生源 A が発生源 B よりも強く被害者の回路に結合することを示す。
よりコンパクトになると、被害者の回路へのより少ない電界結合 (より少ない浮遊容量、より少ない誘起電流) を持つ。
Figure 25 は、実際にはこの記事の第1部、[8] の 1.3章で述べた 8つの基本原理の中の vii の視覚的表現である。
被害者の回路の送出／リターン導体を互いに接近させることは、 発生源の電磁エネルギーからの浮遊容量 (電界) 結合も低減する。
浮遊容量は導体の表面積の関数でもあるので、 発生源、及び／もしくは被害者の回路の表面積の低減は、 電界結合を減らすもう1つの方法である。 発生源と被害者の回路をより小さくする。
全ての中で最良の電界抑制手法の1つを忘れてはならない ―― 距離。 発生源と被害者の回路を互いに離して配置する。 これは EMC 試験への合格は助けない ――受信や送信のアンテナは製品から一定の距離に置かれる―― が、それはクロストークを低減し、製品内の「内部 EMI」を改善し、 そしてシステムや施設内の異なる機器のあいだの EMI を低減する非常に良い方法である。
また、この節は、導体が空気 (あるいは真空) で囲まれていることを仮定してきた。 だが、もしそれがガラス、プラスチック、 あるいは PCB の FR4 基板のような誘電体に埋め込まれている、 あるいは油や何らかの熱交換流体に囲まれているならば、 その絶縁材の比誘電率は発生源と被害者のあいだの浮遊容量を増加させるであろう。
金属の面や塊は電界結合を減らすために使用できる ―― これは電界シールドと呼ばれ、[1] の第4部で述べられている。
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| Figure 26: 磁界結合の例 |
電気力線と同様、線の密度が磁界の強度を示し、 磁界が発生源とリターンの導体の中間で最も高くなることを Figure 26 から見ることができる。 だが、(これも電界と同様) 磁束線は導体の周囲の空間に拡がり、 距離が大きくなると磁界が弱くなることを示す。
磁束線が被害者の回路の電流ループで囲まれた領域に入ると、 自由空間のパターンから若干歪み、 線のいくらかは被害者の回路の電流ループの内側の領域を通過するであろう。
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| Figure 27: 磁界結合の等価回路 |
磁界結合はノイズ電圧を被害者の電流ループに注入させる。
VCOUPLED = −MSTRAY (dISIGNAL / dt)
基本的に： この単純なタイムドメインの式は、 被害者の回路のインピーダンス >> 1/(2π・f・MSTRAY)、 かつ被害者の回路のループの最大寸法 << λ/6 の時にのみ有効である。
これらの制約のもとで、 被害者の回路と 20mA の 100MHz 矩形波を運ぶ回路とのあいだの 10nH に過ぎない浮遊相互インダクタンスが、100MHz の基本周波数で 126mV の、 また3次、5次、7次などの高調波のそれぞれでも 126mV のノイズを、 被害者に結合させることだろう。 DIN 41612 PCB - PCB コネクタの隣接する2つのピンに過ぎないもののあいだに 多くのノイズ結合がある！ 浮遊容量のリアクティブ・インピーダンスと同様、 MSTRAY のリアクティブ・インピーダンスも 周波数が高くなると低下する：
XMSTRAY = 1/(2π・f・MSTRAY) [Ω]
(MSTRAY は H、f は Hz).
従って、信号の電流の変化速度 (dI/dt) を下げることは その高周波成分 (フーリエ変換で見ることができる) を減らし、 従って磁界エミッションを、 そして被害者の回路に注入 (結合) されるノイズ電圧を減らす。
我々は、ノイズ結合 (干渉) を減らすために、異なる回路間の 相互インダクタンス (MSTRAY) 結合を低くしたいと思う。 だが、単一の信号自身の送出／リターン経路については、 それは磁界をよりコンパクトにし、他の回路への浮遊磁気結合を減らし、 従ってノイズ結合 (干渉) の量を減らすことから、 通常は高い相互インダクタンスを望む。
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| Figure 28: 送出とリターンの導体を互いに近く引くことによる
MSTRAY 結合の低減 |
Figure 28 は、発生源 B の送出／リターン導体が互いに接近しており、 それらのあいだにより多くの相互インダクタンスを生じて その磁界をよりコンパクトにするので、 発生源 A が発生源 B よりも強く被害者の回路に結合することを示す。 従って、それは被害者の回路に、より少ないノイズ (より少ない浮遊磁界結合、より少ない浮遊相互インダクタンス、 より少ない誘起電圧) を結合させる。 Figure 28 は、この記事の第1部、[8] の 1.3章で述べた 8つの基本原理の中の vii の視覚的表現である。
被害者の回路の送出／リターン導体を互いに近く引くことは、 発生源の電磁エネルギーからの浮遊相互インダクタンス (磁界) 結合も低減する。
浮遊相互インダクタンスは電流ループ面積の関数でもあるので、 発生源、及び／もしくは被害者の回路のループ面積の低減は、 磁界結合を減らすもう1つの方法である。 発生源と被害者の回路をより小さくする。
前の章の電界の場合と同様、 全ての中で最良の磁界抑制手法の1つを忘れてはならない ―― 距離。
発生源と被害者の回路を互いに離して配置する。
前と同様、これは EMC 試験への合格は助けないが、 それはクロストークを低減し、製品内の「内部 EMI」を改善し、 そしてシステムや施設内の異なる機器のあいだの EMI を低減する非常に良い方法である。
また、この節は、導体が空気 (あるいは真空) で囲まれていることを仮定してきた。 だが、金属の、また比透磁率が1よりも大きい材料、 例えば鉄、鋼、ニッケル、フェライト、磁性流体などへの近接は、 その構造に依存して、発生源と被害者の回路のあいだの浮遊相互インダクタンスを 顕著に増やしたり減らしたりする。
従って、例えば、変圧器は、 発生源 (一次巻線) と被害者 (二次巻線) のあいだの相互磁界結合を増やすために、 鋼やフェライトのコアに巻かれている。 そして、金属、及び／もしくは磁性材料は、 発生源と被害者のあいだの相互インダクタンスを減らすように構成できる ―― これは磁気シールドと呼ばれ、[1] の第4部で述べられている。
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| Figure 29: 遠方界電磁界結合 |
従って、これらの平面波が被害者の回路に出会う時、 それは MSTRAY と CSTRAY と同時に結合する。 従って、結果的な遠方界電磁波の振幅が全く同一であれば、 発生源がある周波数で電界波と磁界波のいずれを放射するかとは無関係に、 被害者の回路に全く同じ形で結合するであろう。
結合したノイズの起源が電界であるのか磁界であるのかを 被害者の回路が知る方法はないことに注意されたい。
発生源の回路が放射する電磁界のレベルは それが放射する電界と磁界のレベルに依存するので、 電界と磁界を低減するものと同じテクニックは電磁界のエミッションも低減する。
被害者の回路が拾い上げるノイズの電流と電圧の量は 結合する電界と磁界の性質に依存するので、 電界と磁界の結合を低減するものと同じ設計テクニックは電磁界結合も低減する。
[1] "Design Techniques for EMC",
Keith Armstrong, from the archives at www.theemcjournal.com:
和訳: EMC のための設計テクニック
[2] "Robust Electronic Design Reference Book", John R Barnes, Kluwer Academic Publishers, 2004, Volume I, ISBN: 1-4020-7737-8. Volume II, ISBN 1-4020-7738-6
[3] www.rfcafe.com/references/electrical/skin_depth.htm
[4] "EMC for Product Designers, 4th edition", Tim Williams, Newnes, 2007, ISBN: 0-7506-8170-5
[5] "Introduction to Electromagnetic Compatibility, 2nd Edition", Clayton R Paul, Wiley-Interscience, January 2006, ISBN: 9780471758143
[6] "EMC Analysis Methods and Computational Models", F M Tesche, M V Ianoz and T Karlsson, Wiley 1997. ISBN: 0-471-15573-X
[7] Clemson University Vehicular Electronics EMC Laboratory: http://www.cvel.clemson.edu/emc/
[8] "The Physical Basis of EMC Part 1",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 85, November 2009,
pages 23 - 34, www.theemcjournal.com
和訳: EMC の物理的基礎 ― 第1部
[9] "The First 500 Banana Skins", Nutwood UK, October 2007, a compendium of anecdotes, reports, etc., on EMI incidents, from www.emcacademy.org/books.asp (or read on-line at www.theemcjournal.com)
[10] Banana Skin No.555, "Urban Wi-Fi Interference", in this Issue of the EMC Journal (January/February 2010)
[11] CISPR: Comite Internationale Speciale des Perturbations Radioelectriques, a branch of the IEC devoted to producing EMC test standards, usually (but not always) for emissions. CISPR emissions test standards and their limits are the basis for most of the emissions standards listed under the EMC Directive. http://en.wikipedia.org/wiki/Comit%C3%A9_International_Sp%C3%A9cial_des_Perturbations_Radio%C3%A9lectriques
[12] "EMC for Printed Circuit Boards - basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Nutwood UK February 2007, ISBN: 978-0-9555118-1-3 (perfect bound) or 978-0-9555118-0-6 (spiral bound), www.emcacademy.org/books.asp
[13] "EMC for Product Designers, 4th Edition", Tim Williams, Newnes, 2007, ISBN: 0-7506-8170-5
[14] "Introduction to Electromagnetic Compatibility", 2nd Edition", Clayton R Paul, John Wiley & Sons, Inc., 2006, ISBN-13: 978-0-471-75500-5, ISBN-10: 0-471-75500-1
[15] "EMC Analysis Methods and Computational Models", Frederick M Tesche, Michel V Iaonoz and Torbjorn Karlssson, John Wiley & Sons, Inc., 1997, ISBN: 0-471-15573-X
[16] "Stop, Driver! The chip will take over now", Emma Smith, Sunday Times (Ingear section), 17th May 2009. Describes a proposed car safety system that can completely take over from the driver and relies on Wi-Fi and GPS technology.
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2010-02-28