違う種類の電流プローブの１つは、Rogowski コイル
――基本的には、測定すべき電流を運ぶ導体の周囲の単巻ループ――
である。
その周波数応答は最高ではないが、
それらは 1MHz までの数千アンペアの電流の測定に使用できるので、
他のトランスジューサでは対応できない
発電や大電力の用途のために極めて有用なものとなり得る。
Figure 2 は、この技術に基づいた市販の製品を示す。
[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > EMC 試験 ]
翻訳: T. Sato
勿論、5000人の組織にとって低コストであるものは、 50人の組織はかなり高価なものであると考えるかも知れず、 1人だけのものにとっては高価すぎるものとなるかも知れないが、 ここでは誰もとり残されないように可能なコストの全範囲をカバーするつもりである。 もしあなたが EMC 試験の費用を節約したいと思い、 あるいは不適合の製品を販売していることに気付く可能性を減らしたいと思うのであれば、 あなたはより賢くなり、またより熟達しなければならないことを憶えておくこと。 低コスト、低リスク、そして低 EMC スキルを同時に求めることはできない。
このシリーズは、管理や法的な問題 (例えば、EMC 指令への適合の保証のためにどの程度の試験を行なうべきか) はカバーしない。 これは、EMC 試験を実際にどのように実施するかを充分に詳細に述べもしない。 遥かに多くの情報は、試験規格そのもの、 そしてこれらの記事の最後に付けられた参考文献から入手できる。
これらの７個の記事でカバーされるトピックは：
そして、第０部は、第三者テスト・ラボを用いる際に どうやって最大の価値を得るかも述べた。
このシリーズのこのパートは、主に 150kHz〜30MHz の周波数範囲にわたる、 典型的な住居／商業／工業向け EN 規格に対する伝導性エミッションの試験に焦点を当てる。 その他にも多くの種類の伝導性エミッション試験があり [2]、 他の試験規格のためには、30MHz よりも上の測定を行なう必要がある場合や、 150kHz よりも下の測定を行なう必要がある場合もあるであろう。
この記事の最後の 2.7章は、 伝導性と放射性の双方の試験に関連する、 EMC エミッション測定器の特性に関する有用な議論である。
安全上の重要な注意： 主電源やその他の電気的に危険な導体に対する伝導性エミッション試験を実施する際、 全ての適切な危険防止策が取られなければならない。 これらの試験は危険なものとなり得る。
30MHz 以下の周波数の伝導性エミッションのためには、 大きな直径の、あるいは多巻の磁界ループ・プローブが好まれる。 伝導性エミッションの測定は、これらのプローブの１つを用いた 放射性エミッションの測定と同じテクニックである： プローブはケーブルに触れさせられ、最大の信号が得られる方向に向けられる (通常は、プローブの最遠点にケーブルを置き、 コイルの面をケーブルの向きに揃えた時となる)。 製品のエミッションを測定する際には、 関係するケーブルが被試験装置 (EUT) の本体を離れる点の近くにプローブを当てる。
近傍界プローブは、オシロスコープ、EMC 測定用受信器、 あるいはスペクトラム・アナライザに接続することができ、 特にこのシリーズの 第１部 [1] の 1.9章で述べたように 比較のための「ゴールデン・プロダクト」を使用できる場合には、 熟練者による診断や品質保証のツールとして極めて有用なものとなり得る。
全てのプローブが、 試験される電圧に対して安全を保つのに充分に絶縁されていることを確認すること。 ピン・プローブ ([1] の Figure 2 を参照) は 低電圧信号導体に対して使用できるが、 決して主電源のような危険な電圧に対して用いてはならない。 全ての危険な電圧のためには、 特別な電圧プローブ (下の 2.1.5章を参照) を使う。
伝導性エミッションの検出のためには、 通常は、これらのデバイスの絶縁された検出部を EUT の近くで測定対象のケーブルに接触させるべきである。 これらのプローブは校正されておらず、周波数選択性も持たない ―― それらは、単に多量のエミッションが存在するかどうかを メーターやバーグラフによって示すだけである。 一部の「バグ・ディテクタ」は最強の信号の周波数を同定することができ、 一部のものはオシロスコープ、測定用受信器、あるいはスペクトラム・アナライザに 接続できる出力を持ち、 周波数弁別を可能とすることによってその価値を著しく増大させるが、 勿論その周波数に対する振幅応答はほぼ確実に校正されておらず、 従ってそれらは試験限度値に対する測定のためには使用できない。
これらの限界にもかかわらず、特に「ゴールデン・プロダクト」 ([1] の 1.9章を参照) が使用できる場合には、 バグ・ディテクタは 熟練者による診断や品質保証のツールとして極めて有用なものとなり得る。
これらは、自分で作る方法を含めて、
このシリーズの 1.2章 [1] で述べた。
Figure 1 は、素早く比較測定を行なうために非常に便利な、
市販のクランプ式プローブのいくつかの例を示す。
電流プローブは校正できるので、
それらは一部の軍事規格 (ここではカバーしない) での
伝導性エミッションの全面的な適合性試験や、
1998年版の EN 55022 (= CISPR 22:1997) での
通信回線上の伝導性エミッション測定の代替手段としても使用される
(2.5.2章を参照)。
違う種類の電流プローブの１つは、Rogowski コイル
――基本的には、測定すべき電流を運ぶ導体の周囲の単巻ループ――
である。
その周波数応答は最高ではないが、
それらは 1MHz までの数千アンペアの電流の測定に使用できるので、
他のトランスジューサでは対応できない
発電や大電力の用途のために極めて有用なものとなり得る。
Figure 2 は、この技術に基づいた市販の製品を示す。
使用に際しては、電流プローブは単に EUT の近くで 測定したいケーブルの上から取り付けられる。 同相電流は、送出と還流の双方の経路が含められるように、 ケーブル全体の上からプローブを付けることによって容易に測定できる。
しかし、プローブを単一の導体のみの上に付けたならば、 同相と差動の電流が同時に測定される。 差動電流の測定は、送出導体をその還流導体と逆向きにプローブに通し、 同相信号を相殺して差動信号の振幅を倍とすることを必要とするだろう。 その代わりに、２つの同一の電流プローブを使い、 １つを送出導体に、もう１つを還流導体に取り付けて、 トランス (おおまかには下の 2.1.8章で述べるような) を用いて それらの出力を差し引くこともできる。 勿論、クランプ式プローブで差動電流を測定しようとすることは、 そのケーブルの状態を変え、高い周波数で誤差を生じるであろう。
電流プローブの高い周波数での再現性は、
測定されるケーブルが常にプローブの中央に位置するようにすることによって向上する。
CISPR 吸収クランプは、EN 55014-1 (CISPR 14-1) の妨害電力試験のために、
そして多少は EN 55013 (CISPR 13) での特定の装置のために、
長年用いられてきた。
それは、本質的には、単なるクリップ式のフェライト・リングの列の形での
インピーダンス安定機能と組み合わせられた
クランプ式電流プローブ (上を参照) である。
Figure 3 は [3] から取られたものであり、市販の様々な吸収クランプを示している。
この単なるフェライト・リングは、ケーブルの測定点の下流の RF 電力を吸収する。 フェライトの限界は、 低い周波数においてそれらのインピーダンス安定が徐々に効果を失うことを意味し、 これはその全面的な適合性試験のための使用を 30MHz 以上の周波数に制限する。 しかし、それはケーブルに結合する便利で非侵襲的な方法であり、 それを多くの目的で魅力的なものとしている。 全ての磁界プローブや電流クランプと同様、 それはケーブルの周囲の磁界のみを測定し、従って接地基準面を必要としない。
明らかに、木材やプラスチックの加工を行なえる人は、吸収クランプを容易に自作できる。 吸収クランプの特徴や使用に関する有用なガイドは [3] で見ることができる。
CISPR、ANSI、そして FCC のいずれも、
通常は LISN (後述) が入手できず、あるいは適切でない
――大抵は大電流が関係するために―― 場合の
電源端子の伝導性エミッションの測定に使用できる電圧プローブを示している。
Figure 4 は、電圧プローブの基本回路と、市販のモデルの一例を示す。
安全上の注意：
測定器の損傷の防止のため、そのコンデンサはクラス Y のものであるべきである。
また、感電の防止のため、プローブとその出力は適切に絶縁され、
プローブされる端子からユーザーの指を保護するハンドルを含めて設計されるべきである。
これにもかかわらず、おそらくは試験を全くしないよりは良いという理由から、 試験規格の一部は特定の状況でそのような試験を許している。 しかし、EMC 指令の元で整合化された規格の伝導性エミッション試験の大半は、 再現性を与えるためにインピーダンスの管理を要求しており、 30MHz よりも下では、これは大抵は 2.1.7章や 2.1.10章で述べるような LISN や ISN を用いた侵襲的な試験方法を意味する。
電流プローブ、吸収クランプ、そして電圧プローブによる測定は、 50Ω で終端された RF 出力を持つ LISN や ISN の使用によって その導体のインピーダンスが安定化されたならば、再現性のあるものとできる。 規格によっては、試験がこの方法でセットアップされた場合には 電流プローブの結果を受け入れる。
しかし、導体のインピーダンスの安定化を行なった場合でさえも、 近傍界プローブや「バグ・ディテクタ」からの結果は ――それらが大抵は位置や方向に対して極めて敏感であり、 それらを２回正確に同じ方法で保持するのは困難であるためだけであっても―― 常にある程度は再現性のないものとなる傾向がある。
ライン・インピーダンス安定化回路網 (line impedance stabilisation networks; LISN)
――疑似電源回路網 (artificial mains networks; AMN) と呼ばれることもある――
は、極めて多くの試験規格における
伝導性エミッションの測定のための標準的なトランスジューサである。
それらは、同相や差動のインピーダンスの規格化のために
試験される導体と直列に接続しなければならない、侵襲的なトランスジューサである。
参考文献 [3] は、LISN とその応用の詳細な分析である。
[3] から取られた Figure 5 は、5つの市販の LISN を示す。
LISN は EUT 接続から測定器へ干渉信号を結合し、
同時に必要な周波数範囲で EUT に安定で明確なインピーダンスを与える。
実際に測定される電圧は
EUT の信号源インピーダンスと LISN の負荷インピーダンスの比に依存するので、
そのインピーダンスが安定化されていなかったならば、
異なった試験場所間での再現性は得られないであろう。
|
|
Figure 7 は、その周波数応答が 9kHz から定義されており、 完全に適合した LISN は、このユニットの主電源側の終端にかかわらず、 この曲線に対して規定された ±20% の許容差内に入るであろうことを示す。 これはほとんどの周波数範囲で容易に達成されるが、 設計の良くないユニットは 50kHz よりも下や 25MHz よりも上で この規定を超えるかも知れない。 Figure 7 は、電流が極めて高い場合に規定されていることがある別の種類の LISN、 「50Ω/5μF + 5Ω」ネットワークのインピーダンス曲線も示している。
Figure 6 で示されている 1kΩ の抵抗は、 外部の終端が取り付けられていない場合の 0.25μF 電圧結合コンデンサの放電のために付けられており、 敏感な RF 「フロント・エンド」の損傷の防止を助ける。 トランジェント・リミッタの使用 (2.1.9章を参照) は そのような損傷に対する保護を与える筈であるが、1kΩ の抵抗は安く、 RF フロント・エンドは高価であるので、リスクを犯す必要はないだろう。
全ての EMC トランスジューサと同様、LISN は校正しなければならず、 伝導性エミッションの正確な測定に用いる場合には その校正係数 (トランスジューサ係数と呼ばれることもある) を考慮しなければならない。
LISN のアースは、
試験のセットアップの接地基準面 (ground reference plane; GRP) に接続される。
これが測定の接地基準であるので、
この接続によって余計な RF インピーダンスをもたらすべきではない
―― それは、EUT から見たインピーダンスと
LISN のインピーダンスに生ずる電圧の双方に影響するであろう。
これは、そのインダクタンスを許容できないことから、
数インチ以上の長さのワイヤやストラップを使ってはならないことを意味する。
ここでの最良の接続は、Figure 8 ([3] から取られた) に示すような、
LISN を GRP にしっかりと接続するソリッドな金属のブラケットである。
|
|
|
上で述べた空芯のものよりも遥かに小さい フェライト・コア式のインダクタが入手可能 (例えば Newport Components から) であり、 極めてコンパクトな LISN の製作を可能とする。 LISN のためにフェライト・コア式のインダクタを使う場合には、 大抵の AC/DC 電源では正弦波電流は流れず、 コアのサイズが不適切であれば それが電流のピークで飽和して誤った結果をもたらし得ることに注意すること。
市販の LISN には、Figure 6 の回路に、 主電源入力への低域通過フィルタの追加、 RF 出力への主電源周波数のほとんどを除去する高域通過フィルタの追加などの、 「付加価値」が付けられているかも知れない。
LISN は双方のラインからアースへ 50Ω の人為的な電源インピーダンスを生じ、 実際の主電源が (少なくとも) 2Ω〜2000Ω まで変動する 同相や差動のインピーダンスを持っているところを、 広い周波数範囲にわたって 同相インピーダンスを 50Ω、差動インピーダンスを 100Ω とする。
これは、伝導性エミッション試験において良い結果を与えるフィルタが、
実際の用途においては同程度のフィルタ効果を与えないかも知れないことを意味する。
フィルタに対する信号源や負荷のインピーダンスの問題についてより詳しいことや、
LISN 試験と多様な現実のインピーダンスの双方に対して
確実なフィルタ効果を与えるフィルタをどのように選択するかについては、
[5] の 3.8章や [6] の 8.1.3.1章を参照されたい。
安全と LISN の正しい使用に関する要員の訓練が強く推奨され、 訓練されていない人々や第三者が LISN やそれに接続された機器やケーブルに届く範囲内にいることを許してはならない。 双方の保護接地接続の完全性の、定期的な、文書化された安全確認も推奨される。
LISN の以下の点に関する警告ラベルも強く推奨される：
もしあなたが購入した (あるいは手作りした) LISN に 必要な警告ラベルが付いていないならば、すぐに、非常に目立つ場所に付けること。
LISN や AMN に関係する持続的な接地漏洩電流の高さのため、 RCCB (residual current circuit breakers) や その他の接地漏洩保護デバイスは使用できない。
単相 LISN から
多チャンネル・オシロスコープを用いて同相や差動を得ることは比較的容易であるが、
オシロスコープがそれを周波数ドメインに変換するための FFT を持たない限り、
その結果は時間ドメインのものとなるだろう。
残念ながら、
大抵の RF 測定器はオシロスコープのように加算や減算を行なうことはできないが、
Figure 12 ([7] から取られた) に示すような
フェライト・トロイドやポット・コア上の単純なトランス巻線が必要な出力を与えられる。
リミッタは、通常は、-10dB 減衰器と、 最大の信号を ±1V 程度にクリップする互いに逆向きに接続された 小信号用ダイオードのペアとから成る。 それらは校正されるべきであり、その「補正係数」は、 それが使用されるそれぞれの測定において、 LISN 自身のトランスジューサ係数やケーブルの補正係数全てとともに考慮に入れられる。
EMC 測定用受信器やスペクトラム・アナライザの一部は 組み込みのトランジェント・リミッタを持っており、 この場合にはそれらはその測定器の校正の際に校正されており、無視できる。
Figure 13 は 1998年版の EN 55022 から取られた ISN の例を示す。
この ISN の設計は伝導性イミュニティ試験 IEC 61000-4-6 で規定されている
結合／減結合回路網 (coupling-decoupling networks; CDN) と良く似ており、
実際、場合によってはそれらの CDN を ISN として使用できるかも知れない。
この規格では他のいくつかの種類の ISN が規定されているが、
その全てが似通った回路を使うわけではない。
オシロスコープの入力で 50Ω 終端が行なわれる (50Ω 終端を選択するか、あるいは外部に 50Ω 終端抵抗を取り付けることで) ならば、上で述べたいずれのトランスジューサもオシロスコープに接続できる。 通常はその設備や試験のセットアップの同相や差動のインピーダンスに依存して変動する ――ISN (前述) も併用し、 あるいは他の何らかの方法でインピーダンスを固定しない限りは、比較を困難とする―― であろうが、標準的な高インピーダンス電圧プローブも、 同相や差動の電圧雑音の測定のために 信号やデータの導体 (主電源は違う！ ―― 下を見よ) に接続できる。
同相測定のためには、 信号やデータのケーブル内の全ての導体 (信号還流を含めて) をプローブし、 それらのチャネルを同相で加算 (A+B) すべきである。 差動測定のためには、それぞれの導体をプローブし、 それらの２つのチャネルを差し引く (A-B)。 オシロスコープのプローブのグランド・リードは何にも (試験される導体のいずれにも、また EUT のシャーシにも) 接続すべきではなく、 結果として同相測定は高レベルの主電源周波数に影響される傾向を持つだろう。 これは、測定する周波数は減衰させずに主電源周波数を良く除去する 高域通過フィルタの使用によって低減できる。 プローブのリードかオシロスコープの主電源コード上の いくつかのフェライト・チョークは高周波の同相干渉の低減を助けられるであろうが、 これは [1] の 1.5章でもう少し詳しく述べた。
オシロスコープを LISN や ISN の RF 出力や主電源電圧プローブに接続する際にも 高レベルの主電源周波数が問題となるかも知れず、 前述の高域通過フィルタは非常に有用なものとなり得る。
オシロスコープとプローブの使用は、 明らかに開発／診断エミッション試験のための最小コストの方法であるが、 標準的な EMC 試験との何らかの定量的な相関を達成するためには 波形を読む相当のスキルを必要とする。 どのような相関が合理的に得られるかを学ぶための手段として、 [1] の 1.9章で詳述した 「ゴールデン・プロダクト」試験が推奨される。
従って、少ない (あるいはゼロの) 出費、若干の学習曲線、 そして「ゴールデン・プロダクト」によって、典型的な電子設計者は 単にオシロスコープ、そして (理想的には) LISN、ISN、あるいはその他の適当な伝導性エミッション・トランスジューサ を用いることで有用な EMC 情報を得ることができる。
オシロスコープのための安全上の注意：
機器の安全接地は決して取り除いてはならない。 もし「グランド・ループ」問題があるならば、 フェライト・コモンモード・チョーク、絶縁トランス、差動アンプ、 あるいはその他の何かの手段の使用によって対処し、 どの機器や EUT の保護接地線も決して外してはならない。また、通常のオシロスコープ用プローブは主電源のための定格は持たず、 おそらくその方法で使われた場合には安全ではないことも憶えておくこと。 その代わりに、上の 2.1.5章で述べた電圧プローブ (できれば、EN 61010 に対する第三者認証を受けたものを購入する) を使用すべきである。
オシロスコープのプローブのグランド・リードは 決して主電源の中性線に接続すべきではない。 中性線は配電網のどこかで大地に接続されているものの、 中性線を流れる大電流による電圧降下や三相電源の不平衡は、 中性線が 1Ω 以下の出力抵抗で数ボルトの電位を持つことを意味し得る ―― これは、プローブのグランド・リードとオシロスコープを通して 数アンペアを流すことができ、おそらくは何らかの損傷を引き起こす。 (いくつかの建物で中性線に 60V に達する電圧が観察され、 プローブのグランド・リードが数秒以内に煙を出し始めたことがある。)
スペクトラム・アナライザは、近傍界プローブ、電流プローブ、吸収クランプ、 電圧プローブ、LISN、そして ISN とともに使用できる。 典型的なオシロスコープ用プローブも使用できる (危険でない電圧に対してのみ) が、 スペクトラム・アナライザの 50Ω 入力インピーダンスの影響や 損傷の受けやすさに注意すること。 スペクトラム・アナライザで電圧を直接測定する場合には、 それらが非常に敏感な (そして交換するのは高価な) アナライザの入力デバイスを焼損しないように、 直流や低周波の信号を抑制するように充分に注意すること。
伝導性エミッションの試験のためにラジオを使うことは、 それを放射性エミッションの試験のために使う場合 ([1] の 1.10章を参照) と大体同じ ――周波数範囲が違うことを除き―― である。 EMC 指令の元での大抵の商業／工業エミッション規格は 下は 150kHz までの伝導性エミッションの試験を要求しており、 これは大抵の AM 長波ラジオの下限である。
大抵の家庭用ラジオ受信器は 長波や中波 (1MHz まで) のためにフェライト・ロッド・アンテナを使っており、 これは伸縮式アンテナを用いた高い周波数での試験とは 異なるセットアップを要求するかも知れない。 例えば、著者の一人は、位相制御電力コントローラに対する作業を行なっていて、 EUT の主電源ケーブルを携帯 AM ラジオの周りに 2回巻いて それを長波と中波の放送局のあいだに同調させた時に聞き取れる「バズ音」のレベルが、 関係する EUT の正式な伝導性エミッション試験の結果と良く対応していることに気付いた。 (この試験方法は、そのラジオのヘッドホン出力に 真の実効値電圧計を接続してオーディオ出力の実効値を測定し、 ラジオの同調周波数に対する振幅のグラフをプロットすることによって改善できた。)
|
|
伝導性エミッション試験は、 あなた自身の建物において高い精度で行なうことが比較的容易である。 放射性試験の問題と比較して、サイトの要求は著しく緩和され、 環境が充分なものであれば単に金属板を並べるだけでも充分なものとなり得る。 ノイジーな環境 (主電源上の伝導性のものと放射性のもののいずれか) が 問題となる場合には、Figure 14、及び 15 に示すもののような、 主電源をフィルタした低コストなシールド・ルームを使うことができる。 室内の吸収材の必要はない。
完全な試験方法は後述するが、予備適合性試験に際しては 要求される精度のために必要な限りこれに従うべきである。 スペクトラム・アナライザを用いた予備適合伝導性測定に関する より詳細なアドバイスは [8] にある。
どの接地基準を使うかは、オン・サイト試験に際しての重要な要素である。 テスト・ラボにおいては それは接地基準面 (ground reference plane; GRP) によって規定されているが、 in-situ では、存在している、実際的に達成可能なものを基準としなければならない。
CISPR 16-2 は、以下のことを推奨している：
施設のその場所に存在している接地を基準接地として使用すべきである。 これは、高周波 (RF) 基準を考慮に入れて選択すべきである。 通常、これは EUT を大地に接続されている建物の導電性構造部に 長さと幅の比が 3 を超えない幅広のストラップで接続することで達成される。 これらは、金属の水道管、集中暖房用配管、大地への避雷用ワイヤ、 鋼鉄製のコンクリート補強材や梁を含む。外部の妨害電圧が乗っていることがあり、 またはっきりとしない RF インピーダンスを持つことがあることから、 一般には電源設備の安全接地や中性導体は基準接地として適切ではない。
もし適当な基準接地が試験対象や測定場所の周囲にないならば、 近くにセットアップされた金属箔、金属板、あるいは金網などの 充分に大きい導電性構造を測定のための基準接地として使用できる。
「充分に大きい」は、おそらくは、その追加された金属箔、金属板、あるいは金網が、 浮遊容量を最大とするように、EUT の下全体、 そしてその外側に少なくともその高さの半分は広がっているべきであることを意味する。 しかし、その全ては何を達成しようとしているのかに依存する ―― もし、量産され、 他の環境に販売されることになる製品を試験しようとしているならば、 金属板によって浮遊容量を最大とすることは 正式な試験のセットアップ (下の 2.5章を参照) に近付け、 最悪条件のセットアップを代表する。 しかし、その単一の装置が設置された状態で適合するかどうか (例えば、大きなシステムの適合のための技術構成ファイル・ルートに従う時) を知るために、特注の装置からの伝導性エミッションを それが恒久的に設置される施設に設置された時に測定しているならば、 存在している接続された金属構造のみを使用し、それを追加しない方が合理的である。
LISN と電圧プローブの双方の試験は基準を必要とし、 これは典型的には電源がそれに接続されるシステムの境界、 多くの場合はそのシステム用の電源出力端子や電源変圧器となるだろう。 トランスジューサの基準接続は、選択された基準点へ、 短い、幅広のストラップで接続されねばならない ―― 長い緑／黄のワイヤは適切ではない。
試験に際しての主電源ケーブルのレイアウトは通常の動作とできる限り近いべきであり、 余計なケーブルや巻かれたケーブルは避けるべきである。 主電源ケーブルのレイアウトがどのようなものであれ、それは試験中は固定しておき、 試験報告書のためにスケッチする (あるいは写真を撮る) べきである。
in-situ 試験のための適切なガイダンスを与えている試験規格はほとんどないので、 設備固有の計画を作成しなければならない。 多くの決定は EMC 技術者によってその場で行なわねばならないであろう。 ラボでの伝導性試験で適用されるいくつかの基本的なプラクティスは、 ここでも適用される：
この手続きは、測定されるそれぞれの場所で主電源の全ての相に対して繰り返される。
さらに２つの、より特殊化された伝導性試験方法は重要である： CISPR 13 と 14-1 の吸収クランプ法、 そして CISPR 22 の新しい通信ポート試験。
完全に適合する伝導性試験における制約を認めるためには、
その試験等価回路 (Figure 16) に馴染まなければならない。
Figure 16 は、それぞれのライン (L、及び N) の差動と同相の信号源を
接地基準面 (GRP) ――これは、もしあれば、EUT の「接地」端子に接続される――
に対して測定する、主電源ポート試験におけるそれを示している。
その結合を、従って測定結果を支配するのは、EUT 外の要素である：
この等価回路は、EUT と GRP のあいだの浮遊容量が
その結合経路の重要な部分であることを示している。
卓上型 EUT のための標準的な試験セットアップは Figure 17
(EN 55022:1998 の Figure 7、及び 9 に似ている)
で示されており、それら２つのあいだに固定の距離を要求することで
浮遊容量を一定としている；
400mm が基準で、他のどの導電面からも少なくとも 800mm 離す。
完全に適合する試験のためには、これらの距離を入念に監視すべきである。
どのテスト・ハウスも、EUT を垂直 GRP から横に 400mm の間隔を開けられる
800mm の木のテーブルを持っている。
いくつかの規格で認められている代替の１つは、
EUT の底から水平 GRP への 400mm の間隔である。
第３の重要な点は、主電源ケーブルによってもたらされるインピーダンスである。 これは 15〜20MHz よりも上では無視できず、それは管理されねばならない。 それを GRP 上に這わせれば過大な浮遊容量がもたらされるであろうし、 余計な長さを巻けばより多くのインダクタンスがもたらされるであろう。 それを GRP から離し、必要であれば規格で定められた方法で束ね、 これらの双方の要因を管理してケーブルによってもたらされる変動を最小限とする。 束ねることは依然として幾分いい加減なものであり、 最終製品がどの長さのものととともに供給されるかとは無関係に 標準的な 1m の長さの束ねられていないケーブルを試験に使うのは良い考えである。
Figure 17 は卓上型 EUT に適当なだけであり、これらや
その他のスタイルの EUT (例えば、床置きの機器) のために必要なセットアップの詳細は
適当な試験規格の該当する部分で見付けられるであろう。
参考文献 [9] は伝導性の全面的な適合性試験の実施におけるいくつかの有用な詳細
――特に試験手段の管理に関して―― を含んでいる。
基本的に、優先される方法は、上の 2.1.10章で述べたような インピーダンス安定化回路網 (impedance stabilisation networks; ISN) トランスジューサの使用である。 これは、測定周波数範囲にわたって GRP に対する固定の同相インピーダンス ――この場合は 150Ω―― を保証しながら、 被試験ケーブルの同相信号に結合する。 データ信号が干渉測定と同一の周波数範囲にある 広帯域データを運ぶケーブルでは困難が生ずる。 この場合、ISN は必要な差動信号伝送を損なってはならず、 実際のケーブルの不平衡減衰量 (longitudinal conversion loss) を正確に反映する 差動と同相との規定された変換を持たねばならない。 これはいくつかの論争の的となっている。
ISN を使用できないケーブル ――この場合、電流と電圧の双方の測定を用いた代替手段が与えられている―― については、その同相インピーダンスを充分に安定させられないことから、 さらに困難が生じる。 この方法も論争となっており、 その実施は困難で煩わしいものとなり得る。
そうではあるが、いくつかの製品はこれらの要求に対して成功理に試験されている。 配慮すべき点は、本質的には主電源エミッション試験と同一である ―― 隔離距離、ケーブルのレイアウト、そして ISN の正しい接続と校正。 Figure 17 のセットアップ例は ISN を含んでおり、 必要なセットアップの詳細の全ては EN 55022:1998 (CISPR 22:1997) の該当する部分で見付けられるであろう。
予備適合での使用のためには、比較測定に際しては 吸収クランプはケーブルの固定の位置 (通常は EUT のごく近く) で使用できる。 しかし、全面的な適合性試験は、 クランプがある程度の吸収効果を持つとしてもケーブル上に存在している 定在波を考慮しなければならない。 これは、それぞれの周波数での最大を探しながら、 クランプをケーブルに沿って EUT から半波長まで動かさなければならないことを意味する。 30MHz での半波長は 5m であり、 測定中にクランプを動かせるように ケーブルの延長に沿った「走路」が用いられる。
EN 55014-1 はこの試験のセットアップに関して大幅に緩和されており、 おおよそいかなる環境においても、 またケーブルがおおよそいかなる方法で終端されていても、 全面的な適合性試験を実施できる。 この手法の不確かさを定める最近の作業は、 ケーブルの遠端を第２のクランプかクリップ式フェライトの列で終端し、 導電性物体 (人々を含む) を被試験ケーブルから充分に離し、 ケーブルが確実にクランプの開口の中央を通るようにすることが最良であることを示した。
この規格によれば、EUT は 主電源ケーブルに対する通常の伝導性エミッション試験と同様にセットアップされるが、 受信器やスペクトラム・アナライザは 150kHz から 30MHz のあいだのいくつかの規定された周波数を測定するように設定され、 その IF 出力がオシロスコープを用いて観察される。 受信器やスペクトラム・アナライザを省略し、 (大抵は主電源周波数を除去するための高域通過フィルタと、 起こり得る高電圧のための減衰器を通して) LISN の出力にオシロスコープを直接接続できる場合もある。
オシロスコープ (アナログ・ストレージ・スコープが望ましい) で観察された トランジェントの継続期間や発生頻度の様々な特性が記録され、 そのトランジェントが適合するかどうかを判断するために複雑な表と比較される。 一般的に言えば、観察されたトランジェント全てが 10ms 以内で終わり、 平均で 1分に 5回よりも多く発生しないならば、 その振幅にかかわらずそれらは規格のこの部分の限度に適合する。
オシロスコープの管面でトランジェントを観察して
それらを規格の極めて秘密めいた規則と比較することは、
大抵の EMC 技術者は楽しい時間とは考えないであろう。
不連続性エミッションの品質保証試験のために適当な
「良／否」表示を与える単純な機器を設計して作ることは極めて容易であり、
自動的な予備適合性試験のために適当な測定器を作ることはそれよりはやや難しい。
Figure 18 に示すような、不連続性妨害の
自動的な適合性試験のために設計された測定器は極めて僅かである。
そして、これらはこのパートで述べた伝導性の試験と同様、 このシリーズの 第１部 [1] で述べた 放射性の測定にも同様に適用できる。
もし、ある干渉信号のスペクトラムがそれを測定する測定器の帯域よりも広ければ、
表示される値はその帯域に依存するであろう。
もしそれが狭ければ、表示される値は帯域とは無関係である。
これが、「狭帯域」と「広帯域」の干渉の区別の基礎である。
既知の無線信号を測定しているのであれば
測定帯域を信号の特性に合わせることができるが、
大抵はその干渉の特性は事前にはわからないので、
これは EMC 測定では可能ではない。
従って、測定用受信器の規定は、その帯域のみではなく、
帯域を規定するフィルタの形状を含めた定義を含まなければならない。
この規定は Figure 19 に示す。
全面的な適合性測定のためには、
帯域特性がこの規定に完全に適合した受信器のみを使うべきである。
しかし、もしマイクロプロセッサのクロックの高調波からの個々のエミッションのような
狭帯域干渉のみを測定するのであれば、
受信器のフィルタの実際の性能は
その結果には僅かな、あるいはゼロの影響しか持たないであろう。
これが、帯域要求に関する混乱の大半の根源である。
CISPR 16-1 は、３種類の基本的な検波器を規定している：
尖頭値、準尖頭値、及び平均値。
大抵の初期測定は尖頭値検波で行なわれ、
これは、その名前が暗示するように、
その入力で見られる干渉信号の尖頭値にほぼ即座に応答する。
規格では、放射性エミッション限度は
(最近の ETSI 規格の一部は尖頭値検波を使っているものの)
準尖頭値検波を用いて規定されている。
伝導性エミッション限度は、準尖頭値検波と平均値検波の双方で規定されている。
全面的な適合性試験には正しい検波器のみを使わなければならない。
検波器のあいだの違いは、Figure 20 に示すように、
それらがパルスや変調信号にどのように応答するかによる。
これらの３種類の検波器全ては、無変調の連続信号に対しては同一の応答を与える。
準尖頭値検波は、知覚される「迷惑度 (annoyance factor)」によって、 示される値に重み付けをする： ラジオやテレビの放送に対しては、 低いパルス繰り返し周波数 (pulse repetition frequencies; PRF) のものは、 高い PRF のものほど迷惑ではない。 この検波器は、充電、及び放電の時定数によって規定され、 これらの実現は全く直截的なものである。 平均値検波は、与えられた干渉の尖頭値ではなく、単に平均値を返す。 これは、原理的には、 その時定数が入力の最も遅いパルス繰り返し周波数よりも遅い 単純な低域通過フィルタによって達成できる。
測定用受信器の設計者が直面する困難は、 実際の低 PRF 干渉の準尖頭値や平均値のレベルの正確な測定を行なうためには、 パルスを圧縮しないために、 検波器の前の RF 回路、そして検波器そのものの直線的なダイナミック・レンジが、 所望のパルスのダイナミック・レンジと少なくとも同等でなければならないことである。 CISPR 16 の規定によるダイナミック・レンジは 43dB に達するかも知れず、 これは受信器の設計は 60dB に近いものとなることを意味する。 もし受信器が検波器での最適なレベルを達成するためにゲインを連続的に調整しない ――例えば、スペクトラム・アナライザはそうすることはできない―― ならば、必要となるダイナミック・レンジはさらに数十 dB 大きくなる。 これは RF 回路に対する大きな設計上の挑戦であり、 結果的に、パルス性信号に対する直線性と過負荷特性が 安価な測定器と全面的な適合性試験のための受信器とを区別する最も重要な要因となる。
重要性はやや低くなるが、 入力の VSWR (voltage standing wave ratio) に対する要求も CISPR 16-1 の規定の一部である。 これは、入力減衰器がない場合で 2:1 と規定されており、 10dB 減衰器がある場合には 1.2:1 に下る。 VSWR は不整合に伴う測定誤差に直接関係する。 広帯域受信器 (9kHz から 30MHz は３桁を超える) については、 減衰器なしで 2:1 という規定は満足することが実に難しい ―― 普通の無線受信器の多くは狭い範囲でさえもこれを達成することはできない。 入力にある程度の減衰を許すならば、それは充分に容易であるが、 そうするとその受信器の感度は低下する。 CISPR 16-1 の感度の要求は ノイズ成分が測定精度を 1dB を超えて低下させないような形で表現されており、 これはシステムのノイズ・フロアが 正確に測定することが求められている最低のレベルよりも 少なくとも 6dB 下になければならないことを暗示する。 システムのノイズ・フロアは、受信器のノイズに、 トランスジューサやアンテナの係数、そして接続ケーブルによる損失を加えたものである。 実際には、限界性能は大抵は 1GHz 近くの放射性試験のトップ・エンドで気付かれる。 安価な受信器やアンテナは、それより下はもとより、限度線での測定のためにさえも、 これらの周波数における感度が不充分であることが往々にしてわかる。
結論として、全面的な適合性試験のための受信器の価格の高さにはいくつかの理由があり、 CISPR の規定の厳しさは未知の変動する干渉信号を スペクトラムの極度に広い範囲にわたって正確に測定する必要性の直接の結果である。 どのような「予備適合」測定器も、必然的に、 これらの目標の一部、あるいは全てで妥協するだろう。
これは、 EMC+Compliance Journal 上で発表された文書を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2004-11-07