[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > EMC+Compliance Journal より ]
翻訳: T.Sato
この概念を理解することは、 プロジェクトの開始から EMC の適切な配慮を行なうことが (通常の設計プラクティスと比較して) 何故ハードウェアやソフトウェアの設計の反復を減らして 出荷時期の改善を助けるかの理解を助ける。 これは、たとえ EMC 適合性が要求されていないとしても真であろう。
EMC 適合性は言及する価値がある市場のほとんど全てで要求されるので、 シグナル・インテグリティのレベルで EMC を完全に考慮することは EMC 規格や規制の要求への適合をかなり速やか、かつ容易なものとする。 継続的な生産に際しての適合性の維持は遥かに信頼できるものとなり ――これはサンプル試験の周期 (従ってその実施コスト) を低減し得る―― ユニット製造コストは最適化される。
デジタル設計者にとっては、 シグナル・インテグリティは普通はノイズ・マージンの維持の問題であり、 このために、グランド・バウンス、クロストーク、 そして反射を最小限とするための伝送線路の作成と終端などの設計の考慮を行なう。 アナログ設計者にとっては、 この問題は望ましい信号／ノイズ比の維持の１つである。 異なった陣営で用いられる言葉は一致しないことがあるが、 100MHz を超えるクロックを使おうとした全ての人が気付くであろうように デジタル信号はアナログ信号の限定されたケースに過ぎないので、 その基礎となる物理的な本質や必要となる設計テクニック (特に PCB レイアウト) は同一である。
信号伝搬の基礎となる物理的な本質は 量子電子力学によってのみ厳密に記述することができるが、 我々の目的のためには、単純にこれを電気信号が導体 ――メタライズされたパターン、リード・フレーム、PCB トラック、 コネクタ、ワイヤ、そしてケーブルなど―― によってガイドされる電磁波であるものと考えることができる。 進行電磁波を想像の中で視覚化でき、 またそれらを計算してスケッチすることもでき、 従ってそれがそのように働くかを理解したと感じるものの、何故 量子電子力学がそのように働くかを理解したと合理的に主張できる人はいないので、 我々はそのような単純化された「本質」を必要とする。
波の伝搬よりも低い単純化のレベルにおいては、 常に信号に関連した電流が存在し、その電流は常に閉ループ (キルヒホッフの法則を憶えているだろうか？) を流れる。 送出経路と同様、その電流の還流経路が 信号であるところの波をガイドするために重要であることがわかっている。 信号源、負荷、そしてその信号に関連する他の全ての要素の 複雑なインピーダンスを含めた、送出電流と還流電流の経路の物理的な構成が、 その導体 (すなわち、その信号の導波路) にその電磁波がどの程度うまくガイドされ、 またどの程度のエネルギーが漏洩するかを支配する。
「導波路」という単語を用いると、 大半の電子技術者はマイクロ波技術者が使う真鍮の管を思い浮かべる。 伝送線路も導波路であることに気付く人もいるが、 全ての電気信号は「実際」に電磁波 (すなわち時間と空間の中を伝搬する電磁界) であるので、 明らかな真実は、全ての導体は、 全ての周波数 (50Hz でさえも) において導波路であるというものである。
漏洩の多い導波路の別名はアンテナであり、 アンテナは双方のモード ――放射器 (エミッションのために重要)、 そして受信器 (イミュニティのために重要)―― において同等に効率的に機能する。 完全に漏洩の無い導波路を作ることは物理的に不可能であり、 我々にできることは望ましいシグナル・インテグリティと EMC を達成するために その漏洩を制御することだけである。
残念ながら、彼らが回路設計を経験するごく初期の段階で、 講師が電源とグランドのレールを省略して送出電流経路のみを黒板に描くために、 大半の電子設計者はこの領域についての理解を大きく欠いた状態から出発する。 私が知る限り、全ての電子工学の講座や教科書 (シグナル・インテグリティや EMC を扱っているものを除く) は還流電流をほとんど無視する同じアプローチを取っており、 従ってそれらは技術者が設計に際して還流電流を無視することを促進する。 これは、信号 (波) の伝搬が設計されていない電子設計を直接誘発し、 漏洩の多い導波路、そしてシグナル・インテグリティと EMC の問題をもたらす。 これらの問題は、ある種の「結局は動いているようだ」ルールとともに、 大抵は高価で遅延を含むハードウェアとソフトウェアの繰り返しによって処理される。
関連する論点に何らかの光を当てることを助けることを期待する、 いくつかのスケッチを示す。 これらは実際の状況と較べると非常に単純化したものであり、 単なるスケッチに過ぎないことに注意して欲しい。 ここではデジタル信号を例として用いているが、 アナログ信号にも同様の考慮が適用される。
Figure 1 は、2ns の立上り／立ち下がり時間を持つ 理想的な 16MHz 方形波の一部を示している。 このスケッチほど良いものを見たことのある人は少ないものの、 これがあなたがオシロスコープで見ることを期待するであろうものである。
Figure 2 は、クロック速度の奇数次高調波に多数の狭いスペクトル線を持つ、 これに対応する (理想化された) 周波数スペクトラムを示す。
これは、Figure 1 の信号をスペクトラム・アナライザやフーリエ・アナライザで 観察した時に見るかも知れないものである。 このスケッチには信号の高調波の包絡線を示すために太い線を引いてあるが、 勿論この線は測定器では表示されないであろう。 この包絡線の傾斜は、傾斜が 40dB/ディケードとなる周波数までは 20dB/ディケード (学生の記憶法： 3倍で 1/3、5倍で 1/5、7倍で 1/7、...) であることに注意せよ。
その傾斜が 20dB/ディケード から 40dB/ディケードに変わる周波数は、 その波形の立上り／立ち下がり時間に支配される。 Figure 1 のような理想的な波形においては、 傾斜が変化する点を立上り／立ち下がり時間にπを掛けたものの逆数、 1 / (π tr) によって求めることができる。 教科書の普通の説明は、シグナル・インテグリティや EMC の設計者は その信号のこの点よりも上の周波数成分を考慮する必要はないというものであるが、 現実はいくつかの嬉しくない驚きを持っている。 飽和論理回路 (典型的な TTL や CMOS のような) で作られた場合には特に、 実際のデジタル波形は台形とはならない。 Cherry Clough Consultants のエミッション・デモンストレーション装置は データ・シート上の仕様で 2ns の立上り／立ち下がり時間を持つ F-TTL を用いており、 従って「1 / (π tr)」は 170MHz 以上の周波数を無視できることを暗示するであろうが、 その装置の放射性エミッションのピークは 643MHz にあり、 1GHz をかなり超える点でも相当のエミッションを持つ。
理想的な波形とスペクトラムとともに、典型的な FR4 ガラスエポキシ PCB 上の 理想化された 200mm の長さの真直な PCB トラックの 「アンテナ効果」を考慮する (Figure 3)。 このトラックは、その片端で完璧な 0Ω 信号源で駆動され、 もう一方の端で完璧な負荷で終端されている、 グランド・プレーンや近傍の他のトラックを持たない、 それだけで完結したものであると仮定している。 「アンテナ効果」は 私がこの PCB トラックの導波路としての非理想性を示すために用いる方法である ―― 信号源から負荷まで導かれることが想定されている電磁波を その周囲環境に漏洩する程度である (目的地までその全てを運ぶ代わりに水を周囲に漏洩する 穴の開いたバケツにやや似ている)。
Figure 3 は、低周波から出発して、周波数が上昇するにつれてトラックが漏洩を増やし、
トラックの電気的長さが信号成分の波長の 1/4 (λ/4) となる周波数で
最初のピークに達することを示している。
信号成分の波長 (λ) は、その周波数 (f) と、
その波が導体に沿って伝搬する速度 (v) に関係する： v = f λ。
導体の「電気的長さ」はその中の電磁波の伝搬速度に依存し、
FR4 においては v は自由空間中のそれのおおよそ半分となる。
従って、FR4 上のトラックは、
空気に囲まれた同じ長さのワイヤの半分の周波数で最初のピークに達する。
FR4 上のある長さのトラックは
自由空間中の同じ物理的な長さのワイヤのそれの２倍の電気的長さを持つ。
電気的長さは、高速設計において信号やクロックのあいだのスキューを 最小限としようとしている設計者に良く知られている。 自由空間中では、伝搬速度はおおよそ 1フィート当たり 1ns、 あるいは 1mm 当たり 3.3ps である。 FR4 上では、これは 1フィート当たり 2ns、あるいは 1mm 当たり 6.6ps に低下し、 これはトレース長を等しくすることを非常に難しくすることがある。 ハイブリッド回路や一部の軍事用 PCB で用いられているセラミック基板上では、 伝搬速度はさらに遅くなる。 信号はそれを囲む媒体の中を「本当」に電磁波として伝搬するので、 銅のワイヤやトラックが埋め込まれている材質は信号の伝搬速度に違いを生じる ―― 導体の中の電子の速度に影響することはない。 電磁波は実際の信号全てであり、副作用などではない。
周波数を上げて行くと、Figure 3 は、 我々の理想的な 200mm の PCB トラックのアンテナ効果は、 最初のピークを超えた後は波長の丁度半分 (λ/2) で極小となる谷に入り、 3λ/4 で新しいピークに昇り、さらに λ の谷、5λ/4 の次のピークといった具合に 無限に続くことを示している。 この理想的なトラックの例は、その倍の長さ (すなわち 400mm) の 理想的なホイップ・アンテナと全く同様に振る舞う。
この例では、何故信号電流が存在するかを、 従って何故還流電流経路の物理的な構造がシグナル・インテグリティ (これは EMC の一部である) のために重要であるかを見ることは困難かも知れない。 これを分析するためには、回路設計者 (私自身のような) は一般に電磁波は無視し、 その代わりにその導体がどのように見えるかを その固有抵抗、インダクタンス、そしてキャパシタンスの用語で考える。 すなわち、電磁波がこの分析に影響しないと主張することができるように、 その導体が、それぞれのセグメントが関係する波長よりも充分に短い (高々 1/100 の)、 端と端とが接続された非常に短い導体から構成されていると想定する。 この PCB トラックの固有空間蓄積容量は 1mm 当たり 0.18pF 前後であり、 信号電圧が変化する際にはこの容量へ電流が流入、あるいは流出しなければならない。 この電流は PCB トラックに沿って流れなければならず (信号源で最大で、負荷端に向かうにつれて小さくなる)、 従ってトラックの固有インダクタンス (1mm 当たり 1nH 前後) と抵抗 を通して流れなければならない。 低周波では抵抗は無視できるかも知れないが、 高い周波数においてはその表皮効果によって有意な影響を持つ程度にまで増加する ―― これはこの記事では検討しない。
トラックの容量に加えられた信号の電圧の変化は その導体の周囲の FR4 や空気の中の電界の上昇をもたらし、 トラックのインダクタンスを流れるこの容量充電電流は 導体の周囲の磁界の上昇をもたらす。 従って、たとえそれが完璧な負荷で終端されているとしても 常に実際の導体を流れる電流があり、 この導体の EMC やその信号のインテグリティの正しい制御は この電流の還流経路の制御に依存する。 伝送線路に取り組んだことのある設計者に 非常に良く知られているであろうこの分析は、 信号が「本当」はその導体の周囲の媒体中を伝搬する 電界、及び磁界であるという手掛かりも与える。
今度は、我々の理想的な信号波形のスペクトラムを、 我々の理想的な 200mm の長さのアンテナ効果を持つ PCB トラックに接続した時に何が起きるかを見よう。 Figure 4 は、トラックの負荷端において 信号のスペクトラム成分の一部を失うことを示している。
Figure 3 のそれぞれのピークと谷は Figure 4 の高調波の包絡線のディップとなる。
Figure 3 がピークを持っている周波数においては、
その周波数での信号の相当の部分が途中で環境に漏洩していくために
Figure 4 はディップを持つ。
Figure 3 が谷を持っている周波数においても、
それらの周波数においてはトラックはドライバからは短絡回路のように見える傾向があり、
トラックを実際に駆動することが困難である
(完璧なドライバは短絡回路に無限の電流を流せるべきであることは知っており、
従ってそれらの周波数に対して
そのような大きなディップを示すべきではなかったかも知れないが、
現実においては実際のドライバはこの問題に遭遇し、
負荷はその導体の「アンテナ効果」のピークと谷の双方の
周波数スペクトラムにおける低下に影響される)
ために、Figure 4 はディップを持つ。
Figure 5 はこの理想的な 200mm PCB トラックからの
放射性エミッションのスペクトラムを示しており、
これは Figure 3 でピークがある場所にピークを持っており、
Figure 3 で谷がある場所にはピークを持っていない。
理想的な波形においてさえも Figure 5 は 1GHz 以上においても放射性エミッションを示しており、 現実にはドライバの波形は通常は理想的な台形ではなく より高い高周波成分を持っているために それらの振幅は高くなることが予期されることに注意せよ。 100MHz 以上の周波数のクロックを用いる製品は ナノ秒以下の立上り／立ち下がり時間のクロック波形を持ち、 5GHz に達するエミッション問題が予期される。 実際の製品で 1GHz のクロックを使い始めた時には、 さらに高い周波数におけるエミッション問題が予期できる (そして多くの理由から非同期論理回路が非常に魅力的な代替手段となるであろう)。
この描写を完成させるために、Figure 6 は負荷端での最終的な波形を示している。 負荷端での信号は、立上りと立ち下がりの速度の低下、 そして著しいオーバーシュートとアンダーシュートを呈している。 遅いエッジはスキューを悪化させ、 オーバーシュート／アンダーシュートは それがノイズ・マージンを超えた時に誤ったトリガーを引き起こし得る。 数学好きのための演習として： Figure 4 の負荷スペクトラムの逆フーリエ変換を行なえば、 Figure 6 の負荷波形のようなものになる筈である。
EMC 技術者はスペクトラム・アナライザを使う傾向があり、
Figure 6 に示したもう１つの波形 ――放射性エミッションの波形――
を見慣れてはいないかも知れない。
これは負荷信号から失われた高周波成分の多くを含んでいる。
この最後の波形のスケッチは、オシロスコープで信号を測定して それが劣化している (遅いエッジ、リンギングなど) ことがわかった時に 我々が実際に知ることは、EMC 適合性に問題を生ずるかも知れず、 またクロストーク ――１つの導体のアンテナが放射して他の導体のアンテナが拾い上げる―― にも問題を生ずるかも知れない放射性エミッションがある ということであることを我々に気付かせる。 この要約は、我々が常に信号源波形と同一の負荷波形を測定し、 それがリンギングの少ない、 データブックの仕様の立上り／立ち下がり時間を持つものであるならば、 そのシグナル・インテグリティは非常に良く、 また EMC 適合が非常に容易になるであろうという強力な指標であることである。 オシロスコープが劣化した波形を示したならば、 それは実際に放射性エミッションがあることを明らかにしている！ 経験を積んだ EMC 技術者は、そのようなオシロスコープの波形から デジタル回路の放射性のエミッションやイミュニティの性能を予測できる。
Figure 6 の波形は典型的な 250MHz のオシロスコープと 柔軟なアース・リードを持つプローブで見るかも知れない典型的な種類のものである。 非常に高周波のオシロスコープとプローブ、 そして良い高周波プローブ・テクニック (柔軟なアース・リードを使わないもの) を用いれば、この波形は減衰正弦波よりも矩形の列のように見える。 典型的なデジタル伝送線路の観点からは、それらの矩形は 正しくない終端が行なわれた負荷のような特性インピーダンスが突然変化する点での 信号のエッジの反射を明らかにする。 反射の立場からシグナル・インテグリティを扱うことは完全に正しく、また効果的であるが、 EMC との関係が何であるかは明らかにしない。
この記事が、詳細な、現実の問題の多くをそのままにしていることには気付いているが、 この目的は EMC とシグナル・インテグリティとが 本当は１つの同一のものであると示すことであった。 これに気付くことは、新しい設計プロジェクトの始めからの EMC 設計が 出荷までの時間や装置の製造コストを減らせる可能性を持つことを示す。 シグナル・インテグリティのレベルでの正しい EMC 設計は、 現代的な電子製造業者全てが全面的に使う必要がある強力なツールである。
シグナル・インテグリティのレベルでの 証明済みの EMC のための良い設計プラクティスが存在しており、 主なものは Nutwood UK (phone 01208 851530, fax 01208 850871, e-mail nutwooduk@nutwood.eu.com) の 1998 EMC & LVD Yearbook に収められた私の記事、 「Fundamentals of Design for EMC」で解説されている。
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2001-05-01