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アンテナ係数のトレーサビリティとテスト・サイトのバリデーションのための計算可能ダイポール

by Martin Alexander and David Cheadle, National Physical Laboratory

翻訳: T.Sato


要約

電子製品は電磁両立性 (EMC) の試験の必要がある。 30MHz から 1000MHz の周波数範囲では、アンテナ係数のトレーサビリティは、 計算可能なダイポール・アンテナによって最小の不確かさで達成される。 ダイポール・アンテナの性能は非常に正確に予測できる。 2組のダイポールのあいだの予測される結合は、試験サイトのバリデーションの基礎でもある。 計算可能アンテナは校正を必要としない; その代わりに、その性能はダイポールの寸法とバランの測定されたSパラメータから予測される。 CISPR 16-1-5 の修正は、サイト挿入損失とアンテナ係数の計算について、より詳細に述べる。

序文

アンテナの利得を同定する一般的な手法は、 CISPR 16-1-6 [1] で述べられている3アンテナ法を用いて測定することである。 アンテナ係数は、単純な式でアンテナの動作利得と変換できる。 EMC の分野では、電子製品からの電磁放射に関する関心のあるパラメータである 電界強度を直接得られることから、アンテナ係数 (AF) が用いられる。 利得や AF を同定するもう1つの方法は、アンテナの寸法と誘電特性から予測することである。 予測は単一のワイヤから成るダイポール・アンテナに対しては非常に正確である。 分析的、及び数値的手法の成り立ちは非常に異なるが、 それらによる共振ダイポール・アンテナの AF の予測は 0.05dB よりも良く一致する。 この一致は AF のトレーサビリティの実現の方法としての予測に大きな信頼を与える。 ほとんどの場合、物理的パラメータのトレーサビリティは、 測定、あるいは標準アーティファクトに対するものである。 このアンテナ・ファクタの場合、トレーサビリティは、分析的方程式、 あるいはモーメント法プログラム (例えば NEC) による予測に対するものである。 予測結果は測定結果と非常に良く一致した。 そして NPL グランド・プレーン上で、周波数、アンテナ間距離、高さの多数の構成について、 サイト挿入損失の測定が幾度も行なわれた。 測定結果と予測のあいだの差の平均が、その AF の不確かさとして用いられた。 予測結果に対するトレーサビリティの大きな利点は、 多くの測定値の平均を取らなければならないことと比較して、1つだけの予測が必要となることである。 非常に大きい非常に平坦なグランド・プレーンを持つ高価な試験施設と必要とする、 丸一日を要する一連の測定と比較して、予測はコンピュータ上で数分で行なわれる。 通常は AF を得るために1回だけの測定が行なわれ、 これは予測結果よりも高い不確かさを持つであろう。 電界は AF から式 E = AF × V によって導かれ、 アンテナの出力での電圧は正確に測定できるので、 電界のトレーサビリティも計算可能ダイポール・アンテナを介して実現できる。

トレーサビリティという用語は、そのパラメータが、国家計量機関 (NMI)、 例えば UK の Teddington にある National Physical Laboratory (NPL) による そのパラメータの最も正確な実現にトレーサブルであることを暗示する。 トレーサビリティは測定の不確かさによって定量化される。 NMI は所定のパラメータについて最小の不確かさを達成する任務を持ち、 それは、他の校正試験所による、通常はやや高い不確かさでの校正の実施のために用いられる。 計算可能標準ダイポール・アンテナ (CRD) の所有は、 校正試験所が AF について国家標準と同じ最小の不確かさを達成することを可能とする。

Figure 1
Figure 1: 面積の 95% が ±5mm 以内で平坦な、NPL 60m × 30m グランド・プーレン

ダイポール・エレメントの性能の予測は、 完璧に平坦で完璧に導電性の、面積が無限の理想的なグランド・プレーンの存在を含む。 Figure 1 のもののような、物理的なグランド・プレーンは、 理想的なグランド・プレーンとみなすためには [2] で規定されたものと同等かそれよりも良い品質を持たなければならない。 その帰結は、より低い品質のグランド・プレーンは、 CRD アンテナのペアのあいだの結合の測定によって同定できるということである。

CRD が校正を必要としないということは重要である: その代わりに、AF は、[2] で述べられるように、ダイポール・エレメントの寸法から計算される。 だが、アンテナが作られた時には、 製造、例えばダイポール・エレメントの同軸伝送線路への半田付けで 欠陥が生じていないことを確認するために、その性能のバリデーションが推奨される。 バリデーションは、同一のアンテナ2組のあいだの結合を測定し、 これを予測された結合と比較することによって行なわれる。 金属棒は必要な加工精度で容易に作ることができるので、 2組の同一のダイポール・エレメントを作ることは難しくない。 この結合はテスト・サイトで行なわれる放射測定によるものであるので、 この結合はサイト挿入損失 (SIL) と呼ばれる。 ダイポール・エレメントはバランを介して同軸ケーブルに接続される。 このバランの伝送損失の測定が必要である。 ダイポール・エレメントの片割れ2本は、絶縁性のハウジングで一直線に保持される; 選択された手法でその絶縁性のハウジングをモデル化することはできない。 ハウジングの材質と寸法はアンテナの試作中に決定される。 それらはダイポール・エレメントをしっかりと保持するために充分な大きさを持つが、 エレメントの予測された性能にあまり影響しないように開発された。 この達成のためには、 ハウジングは高い周波数の短いエレメントのためには小さくなければならない。

ダイポール・アンテナを計算可能とする大きな利点は、 あるアンテナ・ジオメトリ ――例えばグランド・プレーン上 2m の高さでの水平偏波―― で その設計を一度確認したならば、 任意の他の高さと自由空間について、その AF と SIL を予測できることである。 EMC 試験のためのジオメトリの背景は CISPR 16-1-4 [3] で与えられている。 計算可能アンテナの初期設計では、設計を完全にし、 測定された性能が予測された結果と必要な許容差の範囲内で一致することを確定するために 高性能テスト・サイトが必要であるが、設計が完了したならば、 そのアンテナの設計者や所有者はそのようなテスト・サイトをもはや必要としない。

CRD の原理と SIL の計算のための分析的方程式は IEC 規格 CISPR 16-1-5:2003 で与えられている。 これは、共振周波数 fres の両側の 少なくとも fres/2 の周波数で分析的方程式よりも正確な、 モーメント法 (例えば NEC [4][8]) を用いた CRD 性能の予測の詳細を含めるために更新されている [2]。 この計算を行なうフリーウェアが入手可能である [8]。

CRD は、標準アンテナ法 (SAM) によるアンテナの校正における標準アンテナとして用いられる、 高精度アンテナである。 CRD の使用は、9kHz から 18GHz の EMC アンテナの校正法を与える ドラフト IEC 規格 CISPR 16-1-6 [1] で述べられている。

計算可能ダイポール・アンテナの性能の設計と証明

ダイポール性能の予測は単一のワイヤ、すなわちダイポール・エレメントに適用されるが、 エレメント・ハウジングやバランを含まない。 単一のダイポール・エレメントの性能はそれを平面波で照射することで推定できるが、 好まれる方法は、これが測定で確認できることから、 2組のダイポール・エレメントのあいだの SIL を推定することである。 EMC 試験は大きなグランド・プレーン上で行なわれるので、 グランド・プレーン上の所定の高さでの AF を知る必要がある。 グランド・プレーン上で、同一のエレメントのペアを同じ高さと向きで置くことで、 予測された SIL から単一のエレメントの AF を導出できる。

Figure 2
Figure 2: ダイポール・エレメントのペアに給電するハイブリッド・カップラによるバラン

物理的なダイポール・エレメントは、 電圧を逆相で印加できる平衡給電線を構成する小さいギャップで分離され、 端と端を接して置かれた、2本の同じ長さの真っ直ぐな同一線上の導体から成る。 ダイポール・エレメントという用語はこの単一のワイヤを示し、 ダイポール・アンテナという用語はダイポール・エレメントとバランの組み合わせを示す。 バランは、グランドに対する電位が 外部導体と内部導体とで同一でないという事実から不平衡な同軸ケーブルを 平衡ダイポール・エレメントに接続できるようにする、平衡/不平衡トランスである。 非常に広い周波数範囲で優れた振幅/位相平衡度を与えるタイプのバランの1つは、 その2つの出力を逆相で接続した 3dB ハイブリッド・カップラである。 それらの2つのポートからの同軸ケーブルはダイポール・エレメントのそれぞれの片割れに接続される。 ダイポール・エレメントの片割れの端への半田付けのために内部ワイヤを露出させるために、 セミ・リジッド・ケーブルの外部導体ができる限り短く剥かれる。 2つの外部導体はその端点で互いに半田付けされる。 2組のダイポール・エレメントのあいだのギャップはできる限り小さく保つべきである; これはその波長に対してであり、 そのギャップはより低い周波数のより長いダイポールについてはより大きくできる。 CRD の回路図を Figure 2 に示す。

良く設計されたバランは、測定システムの典型的には 50Ω のインピーダンスへの、 アンテナのインピーダンスの良い整合を与える。 アンテナ測定には受信アンテナと送信アンテナが関係し、従って常に SIL が測定される。 SIL を予測するもう1つの理由は、それをサイトのバリデーションに直接使用できることである。

CISPR 16-1-5 [2] が2組のダイポール・エレメントのあいだの SIL を予測する分析的公式は、 非常に細い共振ワイヤに対してのみ、非常に正確に適用できる。 共振ダイポール・エレメントは、通常はダイポールが自由空間環境中にある時に、 半波長よりもやや短い長さとゼロのリアクタンスを持つものと定義される。 その精度は、実用的なアンテナを作るために必要な太いワイヤについてはそれほど良くなく、 共振周波数以外の周波数ではかなり良くない。 だが、数値法 [4] は、太いワイヤと非常に広い帯域の性能を非常に正確に予測する。

エレメント・ハウジングの設計は SIL の予測値と測定値が目標の許容差内で一致するまで見直された。 ハウジングの大きさを波長に対してかなり小さくできる低い周波数でこれを達成することは容易である。 低い周波数での SIL の測定のためには、屋外の、建物や木から離れた、 高品質の大きい平坦なグランド・プーレンが必要となる; これは [2] で校正用テスト・サイトあるいはCALTS と呼ばれている。 信号源や受信器へのアンテナ・ケーブルをダイポール・エレメントに対して直角に保てれば、 誤差の潜在的な要因であるケーブルへの結合を最小限とできる。 これは、ダイポール・エレメントを水平偏波に取り付け、 ケーブルをアンテナの後ろに直角に引き、地面に向けて垂直に下ろすことで実現できる。

高い周波数では、エレメント・ハウジングはダイポール長に応じてできる限り小さく縮小すべきである。 もう1つの誤差要因は、マスト、そしてアンテナをマストに取り付けるアダプタを含む、 アンテナ支持構造からの反射である。 もし、細い非金属製マスト、例えばガラス繊維チューブ製のものが用いられるならば、 その反射は低い周波数では無視できるが、 マスト構造の寸法が波長に近くなる高い周波数では、 反射を最小限とするための他の手段を講じる必要がある。 例えば、ダイポール・エレメントはマストの垂直の部分よりも 1m 以上前に置くべきであり、 絶縁性のアダプタは最小の大きさとすべきである。 アダプタがダイポール・エレメントに近付き過ぎることを避けるため、 バランは、Figure 3、4、及び 6 に示すように、 エレメントをバラン回路を含む他の構造の充分に前に置く、 長いポールの形にすることができる。

伝統的な参照アンテナは、伸縮式のエレメントをそれぞれの周波数の共振周波数に調整する、 同調ダイポールであった。 その AF は単純な式で計算され、単純なバラン設計はおおよそ 0.5dB の損失を持つものと仮定され、 これには実現が容易であるという利点があった ([3] の A.3.2節を参照)。 同調ダイポールと共振ダイポールは、 同調という言葉が伸縮式のダイポール・エレメントを暗示する以外の点では同一である。 それぞれの周波数でのダイポールの同調には非常に時間を要し得る。 同調ダイポールの代替の1つは、[3] で示されている、 30MHz から 1000MHz の周波数での共振ダイポール長に固定された 24組のダイポールであるが、 その共振周波数での AF はかなりの精度で数値的に予測される。 AF の測定値と予測値の 0.15dB 以内での一致が達成されている [5][6]。 [6] のバラン損失は、それぞれのバランの損失を得るために、 2つのバランを向かい合わせに接続して伝送損失を得ることで測定された。 これはそれらのバランが目標の許容差内で同一であることを仮定しており、 0.1dB は容易に達成可能である。

だが、24組の固定長のエレメントを持つそのようなダイポール・セットも、 それぞれの周波数でのエレメントの交換が必要となることから、時間を要する。 共振周波数以外での AF の予測はより高い不確かさを伴い、 [6] は不確かさを 0.25dB 以内に維持するために必要な 31組のエレメント長をリストしている。 時間を節約するための解決策の1つは、 必要なエレメントの変更が少なくなるようにアンテナを広帯域化することである。 これが、NPL が開拓した、以下で述べる解決策であった。 時間の節約の例は、 30MHz から 1GHz の周波数範囲をレシーバの1回の周波数掃引で測定できるようにした、1997年の、 伝統的なバイコニカル・アンテナとログ・ペリオディック・アンテナ (LPDA) を組み合わせた ハイブリッド・アンテナの発明であった。 これは、製品とケーブルの可能な構成の数のために 非常に時間を要し得る製品の EMC 試験の時間を半分にし得る。

NPL 校正可能ダイポール・アンテナ

Figure 3
Figure 3: バランの S パラメータのラボでの測定 (バランの入力は終端されている)

Figure 4
Figure 4: それぞれが4組のエレメントを持つ、CRD アンテナのペアから成るセット (ケースは CP Cased 製)

Table 1
Table 1: 20〜1000MHz の4つの周波数帯

Figure 5
Figure 5: 無損失バランを仮定した、自由空間アンテナ係数のグラフ (20MHz〜1GHz)

1989年、NPL は、 ダイポール・エレメントの特性を NEC [4] を用いて予測し、 非常に広帯域のバランを実現するために 3dB カップラを用いた、 実用的なダイオード・アンテナを創案した。 金網のグランド・プレーン上での最初の測定は、 SIL の測定値と予測値の 0.2dB での一致を達成できることを示した。 これは SIL と AF の非常に小さい不確かさの達成のブレークスルーであった。 その結果は 1989年の British Electromagnetics Conference で発表され、 後に [7] で出版された。

最初、グランド・プレーン上で、 30MHz から 1000MHz のあいだの 24の周波数の共振ダイポールを用いた測定が行なわれた。 その一致は 600MHz 以上で悪く、その改善のために4箇所の変更が行なわれた:

  1. ダイポール・エレメント・ハウジングの大きさが縮小された;
  2. 1993年、Figure 1 に示す、 ±5mm の平坦度の連続熔接された金属板のグランド・プレーンが作られた;
  3. ダイポールとマストのあいだの距離が増やされた、そして;
  4. 間隔とダイポール高を鋼尺を用いて 2mm 以内で測定できるように、 またグランド・プレーンの最も平坦な部分を選択できるように、 アンテナ間隔が 10m から 1.2m に縮められた。

測定されたバランの複素 S パラメータを NEC で予測したダイポール・エレメントのインピーダンス行列と直列にすることで、 SIL の測定値と予測値が 非常に広い周波数範囲 (例えば 700MHz 共振ダイポールの場合で 300MHz から 1200MHz) で 非常に良く一致することがわかった。

NPL の CRD アンテナの設計は、その3ポート回路の S パラメータを測定するために、 ダイポール・エレメントをバランから外すことが可能である。 その3ポートの9個の独立した S パラメータは、NEC の出力と組み合わせられるように、 2ポートの4個の S パラメータに削減される [2][5]。 この削減は、バランの出力ポートが同じ振幅を持ち、逆相であることを仮定する。 振幅 ±0.2 dB、位相角 ±2°のばらつきの物理的許容差はこの仮定に無視できる程度の影響しか持たず、 この許容差を緩和できる可能性もある。 ベクタ・ネットワーク・アナライザと高位相安定度のケーブルを用いた S パラメータ測定のためのセットアップを Figure 3 に示す。

SIL と AF を計算するソフトウェアは NPL のウェブサイト [8] から無料でダウンロードできる。 このソフトウェア、CAP2010 は、3ポート S パラメータ・データの 2ポートへの削減も行なう。 VNA データを CAP2010 にどのように入力するかを説明したユーザー・マニュアルがダウンロードできる。 ソフトウェア CALTS_DIPOLE は [2] の Annex C の分析的方程式に対するコードであり、 共振周波数とダイポール半径の入力からダイポール共振長を計算するために有用である。

それらの24の共振周波数では SIL の測定値と予測値のあいだの差は ±0.3dB 以内であり、 単一のダイポール対に対する広い帯域内の非共振周波数では ±0.5dB が達成された。 異なる寸法のダイポール・エレメント間の SIL を予測できるが、 AF の導出のためには、AF の差が SIL の差の半分となるように、 それらのエレメントは同一でなければならない。 30MHz から 1000MHz の周波数範囲を3つのダイポール・エレメントのみを用いてカバーすることができ、 可能な分割の1つは、80MHz、260MHz、及び 700MHz の共振長さによるものである。 このダイポール・セットを Figure 4 に示す。

24組のエレメントの 3組か 4組への削減は、 例えば標準アンテナ法 (SAM) [1] による 20MHz から 300MHz の周波数範囲での バイコニカル・アンテナの掃引周波数校正で、 時間の大きな節約を可能とする。 NPL はバランにバイコニカル・エレメントを取り付けて AF の測定値と予測値の 0.3dB の一致を達成し、 顧客のバイコニカル・アンテナを 1組だけの計算可能バイコニカル・エレメントによって校正することを可能としている。 バンドの境界での過大な AF を避けるため、NPL は、 f_res を共振周波数、f_1 と f_2 をバンドの周波数の端、 AF_1 と AF_2 を AF のバンドの端として、 周波数範囲を Table 1 に示す 4つのバンドに分割した。 Figure 5 に示すように、アンテナの感度は共振周波数で最大である。

4セットに削減されたダイポール・エレメントの、顧客のダイポールの校正のための使用

アンテナが SAM で校正される時、 標準アンテナ (STA) の寸法は通常は校正対象アンテナ (AUC) の寸法と似ているべきである。 これはアンテナが均一なフィールド (あるいは平面波) で照射されている時には必要ないが、 この達成は困難である。 テスト・サイトの非均一性が低い限り、これは、 類似のアンテナがフィールドの同一の部分をサンプリングしている時、 相殺されそうである。 言い換えると、不確かさを大きく増加させることなく、 全無響室 (FAR) の中のような不完全なフィールド内で SAM を用いて AUC を校正できる。 もし 2組の同調ダイポールから成る AUC の校正のために 4組だけのダイポールのセットが用いられるならば、 4つの周波数を除き、STA と AUC の長さは異なるだろう。 もし校正サイトとして FAR が選ばれたならば、 フィールド非均一性の AF の測定の不確かさへの影響を定量化しなければならないだろう。 その代わりに、24組の AUC と一致させるために、 24組 の CRD の完全なセットを用いることもできる。

別の代替手段は、AUC ダイポールを、フィールドがより均一な屋外校正サイト (CALTS [2]) で、 [1] で示されている方法で校正することである。 もし CALTS での 30MHz 同調ダイポール AUC の校正に 60MHz 共振ダイポール STA が使われるならば、 それぞれおおよそ 2.4m と 4.8m の幅のフィールドをサンプルするであろう。 伝統的には、4.8m 幅のアンテナ全体にわたる平面波を形成するのに充分に大きくない、 10m のアンテナ距離が用いられる [3]。 これが、60MHz 以下の同調ダイポールの校正について、 [1] で 20m の距離が推奨されている理由である。 グランド・プレーン上 2m の高さでの、 30MHz AUC の 30MHz STA と 60MHz STA での校正のあいだの差は、 10m と 20m の距離でそれぞれ 0.13dB と 0.03dB である。 いずれの場合も、送信アンテナとして 30MHz 共振ダイポールと長さ 1.35m のバイコニカル・アンテナの いずれを用いるかは、僅かな差しか生じない。

アンテナのバリデーション

Figure 6
Figure 6: アンテナの絶縁性のサポートから離れたダイポール取付部

Figure 7
Figure 7: 直径 3m の黄銅棒と Delrin のハウジングから成るダイポール

Figure 8
Figure 8: 小型のハウジングと 10cm のセミ・リジッド・ケーブル・エクステンションを持つ700MHz エレメント

序文で、計算可能アンテナは普通の意味での校正を必要としないと述べた。 その特性はアンテナ寸法から計算できる。 だが、伝送線路とバランに物理的なダイポール・エレメントを接続しなければならない。 アンテナが組み立てられた時、その製造業者は、 アンテナが規定されたように機能しているかを試験する必要がある。 推奨される方法は、同じ仕様のアンテナのペアのあいだの SIL を測定し、 予測された性能と所望の許容差の範囲で一致することを確認することである。 もしアンテナ・バランが計算可能でないならば、測定された S パラメータを ダイポール・エレメントの予測された電磁特性と組み合わせなければならない。

顧客は、アンテナが損傷していないことを確認するために SIL を定期的に測定できるように、 CRD のペアを購入することが望ましい。 もし単一のアンテナを購入するならば、最初に使用する時に他の専用のアンテナとの置換測定を行ない、 定期的に全く同じ方法と全く同じ環境でこのアンテナに対して確認し、 その計算可能アンテナが損傷していないことを確かとすべきである。 その代わりに、計算可能アンテナを校正試験所に送ることができる。

計算可能アンテナは、その所有者が次に述べるバリデーション測定を行なえるならば、 校正試験所に送る必要はない。 最初に購入した時は、その製造業者がそれを行なっているであろうからこの測定は不要であるが、 顧客は品質システムに従って、定期的に、あるいはアンテナの損傷が疑われたならば、 これを実施すべきである。 バランの S パラメータを測定する。 CAP2010 マニュアルの指示に従って S パラメータのデータ・ファイルを作成する。 ダイポール・エレメントが真っ直ぐで、半田接合部が損なわれていないことを、目視で確認する。 プッシュオン・コネクタ (エレメントをバランに接続する) の スプリング・フィンガーが正しく整列していることを目視で確認する。 アンテナのペアを屋外のグランド・プレーン上に Figure 2 に示すように、 あるいは FAR に Figure 6 に示すようにセットアップし、 それらのあいだの SIL を測定する。

SIL は任意のアンテナ距離に対して予測できる。

最近の測定 [9] は、波長の 1/10 のオーダーのアンテナ間距離を用いた近傍界測定で CRD アンテナを確認できることを確認した。 これは、そのアンテナへの、その支持構造も含む周囲からの反射の影響が少なくなることを意味する。 これは、屋内であっても良く、従って悪天候の影響のない、 安価なテスト・サイトで確認を行なえることを示唆する。 そのアンテナの開発の際と異なり、 CRD のバリデートのための高価な精密グランド・プレーンは必要ないことを意味する。

選択されたアンテナ間距離が小さくなれば、 それらを互いに平行に配置するように注意する必要性が高まり、 またアンテナ間距離をより正確に測定しなければならなくなる。

SIL の測定値と予測値のあいだの、広い帯域幅にわたって 0.5dB 以内での、 そして共振周波数の近くで 0.3dB 以内での一致が予期される。 もしこれが達成されないならば、ダイポール寸法とそのバランへの RF 接続を確認し、 バランの S パラメータを再測定する。 この一致が達成されたならば、 自由空間やグランド・プレーン上での他の任意のジオメトリについての SIL とアンテナの AF を確実に予測できる。 もし所有者がアンテナをバリデーションのために校正試験所に送ることを好むならば、 バリデート済みのアンテナについてそれら全てを予測できるので、 例えばグランド・プレーン上、水平偏波で、1m、2m、3m、及び 4m のような、 様々なジオメトリについてのアンテナの測定を要求する必要はない。

上で述べたようにアンテナが近傍界でバリデートされたならば、 グランド・プレーン・サイト上か FAR で SIL を測定した時の、 SIL の 0.5dB を超えるいかなる偏差も、 そのサイトの理想的なサイトからの偏差に起因するものとみなせる [1]。

BSRD の初期の設計での問題とその改善

NPL CRD は Teseq Ltd. の一部となっている Schaffner-Chase EMC Ltd. のライセンスのもとで作られた。 この CRD は、広帯域標準参照ダイポール、 あるいは BSRD (broadband standard reference dipole) と呼ばれた。 予測との最良の一致の達成のため、エレメント・ハウジングの大きさは最小限まで、 だが慎重に取り扱えば問題を起こさない程度にアンテナが充分に頑丈なものとなるように、 縮小された。 24組のエレメントのセットのうち、160MHz 以下のエレメントは、 頑丈な Tufnol 製のハウジングに取り付けたステンレス・スチール・パイプで作られた。 180MHz 以上のエレメントは、Delrin 製の小さいハウジングに付けた直径 3mm の黄銅棒で作られた。 1つの問題は、長い黄銅のエレメントが輸送用ケースの緩衝材のスロットから外された時、 エレメントが撓み、 プッシュオン・コネクタのデリケートな接点への半田接合部を損ない得ることであった。 ダイポールが働いていないように見える場合、半田接合部を確認し、 過剰な熱を与えて絶縁材を溶かさないように最大限の注意を払いながら再半田すべきである。 テーパー状となった黄銅棒のプッシュオン・コネクタへの半田付けは Figure 7 に示す。

NPL は、この問題に、(24組のエレメントの代わりに) 4組のエレメントのセットを推奨し、 60MHz と 180MHz のエレメントをスチール・チューブで作り、 400MHz と 700MHz を Figure 8 に示すように再設計することで対処した。 その 400MHz と 700MHz のエレメントのその周波数範囲全体での予測値との一致は改善され、 60MHz と 180MHz のエレメントと同様の性能を与えるようになった。

まとめ

CRD アンテナの性能は高い精度で予測できる。 分析的、及び数値的の、2つの大きく異なる数学的アプローチは、 非常に細いワイヤ共振ダイポールのアンテナ係数の予測で 0.025dB の範囲内で一致する [2]。 さらに、数値的予測と多くの測定との比較は、 半径と長さの比率が 0.015 以下のダイポールについて、 AF を 0.15dB までの不確かさで推定できることを示した; これらの測定は、30MHz から 1000MHz の 24の共振周波数で、 多くの異なるアンテナ間隔とグランド・プレーン上の高さ、そして自由空間で行なわれた。 このアンテナの設計は測定値と予測値の良い一致の達成のために改善された。 そのような低い不確かさを立証するためには多くの測定を行なわなければならず、 そして予測は遥かに早いので、 アンテナ係数のトレーサビリティは測定よりも予測に対するものの方が好ましい。

測定された複素 S パラメータを予測と組み合わせることで、 サイト挿入損失とアンテナ係数を広い周波数にわたって低い不確かさで推定できる: 例えば 20MHz から 1200MHz を、1組のバラン、 及び3組のダイポール・エレメントか2組のバイコニカル・エレメントでカバーできる。

CRD は通常の意味で校正する必要はない; その代わりに、新しかった時と同様に働いていることを定期的に確認する必要がある。 これを行なう最も容易な方法はダイポールのペアのあいだの SIL を近傍界で測定することである。 言い換えると、大きな平坦な (そして高価な) グランド・プレーンは必要ない。 アンテナがこの方法で検証されたならば、 グランド・プレーン上と自由空間での任意のアンテナ高さと距離について、 SIL と AF を予測できる。

CRD アンテナのペアの所有者は、 NMI と同様の、SIL と AF の測定の不確かさを達成できる。

謝辞

この記事で述べられた作業は、 UK 政府の Department for Business, Innovation and Skills の National Measurement Office の資金による。

参照

[1] CISPR 16-1-6, Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods - EMC-antenna calibration, expected to be published early in 2014.

[2] CISPR 16-1-5, Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods - Antenna calibration test sites for 30 MHz to 1000 MHz. Edition 1 was published in 2003, Ed.2.0 is expected early in 2014.

[3] CISPR 16-1-4, Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods - Antennas and test sites for radiated disturbance measurements

[4] Logan, J.C. and Burke, A.J., Numerical Electromagnetic Code, 1981, Naval Oceans Systems Centre, CA, USA. NEC2 and customised versions of NEC can be purchased or downloaded free from the internet.

[5] Alexander, M.J., Salter, M.J., Loader, B.G., and Knight, D.A., Broadband calculable dipole reference antennas, IEEE Trans. EMC, Vol. 44, No.1, pp 45-58, February 2002.

[6] Garn, H.F., Buchmayr, M., Müllner W., Tracing Antenna Factors of Precision Dipoles to Basic Quantities, IEEE Trans EMC, Vol. 40 No. 4, p297-310, November 1998

[7] Salter, M.J. and Alexander M.J., EMC antenna calibration and the design of an open-field site, J. Phys. E, Meas. Sci. Technol., 1991, 2, 510-519.

[8] The Calculable antenna processor, CAP2010, software and CALTS DIOPOLE software are available as freeware from the National Physical Laboratory (NPL) website: www.npl.co.uk/software/calculable-antenna-processor.

[9] Alexander M J, Salter M J, Cheadle, D S, Near-field validation of calculable dipole antennas in a fully anechoic room from 20 to 1000 MHz, EMC Europe Symposium, September 2013.


Copyright (C) 2013 Nutwood UK Ltd.

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2014-05-11