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翻訳: T.Sato
Richard の以前の記事 [8] は、 EMC 部品としてのフェライト・コア・チョークを検討した。
この記事はトランスに話を進め、 以前の記事で議論したフェライト材の特性を広帯域動作の達成のために利用した、 そしてコモン・モードとディファレンシャル・モードの電流の測定のために等しく有用な、 電流測定用トランスの電気的設計と物理的構造を検討する。
この記事は論理的に以前のものの続きであるので、 章、図、そして参照番号も EMC Journal の3月号のものの続きとなっている。
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| Fig. 14: 電流トランスの分析 |
受信器の入力の低インピーダンスはトロイドに巻かれたほぼ短絡の巻線を与え、 従って EUT ケーブルが見る直列インピーダンス Zin は些細なものである。 その図は、EUT ケーブルに課せられる基本的な直列インピーダンスは 0.78Ω に過ぎないことを示す計算を示す。
高電流ケーブルの使用を可能とするための中心孔の直径は 50mm である。
一見、この大きな孔に細いケーブルを通すことは厄介な一次漏洩インダクタンスを生じるが、
CM を測定する時は、これはその EUT ケーブルに生得のもので測定に影響しないとみなすことができる。
この設計は充分に役立ってきた。
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| Fig. 15: DM 測定のための CISPR 電流トランスのセットアップの再現 |
このセットアップの特筆すべき特徴はケーブルのレイアウトである: ライン (茶色) とニュートラル (青) の導体が プローブ自身の大きさに匹敵するループを電流プローブの両側に作っている。 それぞれを直径 75mm のループで近似する。 Internet 上の資料は、 直径 0.5mm のワイヤで作られたそのようなループのインダクタンスは 0.24μH であると、 すなわち 30MHz で 45Ω、300MHz で 450Ω のインピーダンスを持つと示唆する。 このプローブを通して流れる DM 電流は、 直列で合計 900Ω となるそのようなループの障害に出会うことになる。 2芯ケーブルの特性 DM インピーダンスは 100Ω 程度であるので、 これらのループは DM 電流に対する大きな障害を作り、全く無価値な測定をもたらす。
プローブの直近でそれらを互いに撚り合わせることで導体が囲む面積を最小化するために、 可能な全ての手段を講じるべきである。 より太いワイヤを EUT ケーブルのこの部分に用いることにもいくらかの利点があるだろう: ワイヤ径を4倍とすることはループ・インダクタンスを25%程度低下させるであろう。
要約すると、この電流プローブを DM で通るワイヤの漏洩インダクタンスはその性能を損ない、 CISPR [9] にはこれについてのアドバイスはない。 EMC 試験技術者は本能的に長いワイヤと大きいループを嫌う筈である: これらは常に良くない再現性を、そして時にはこのケースのように正しくない測定をもたらす。
以下の設計プロジェクトの背後にあるそもそもの動機は、 様々な小さい EUT からの 30〜300MHz の範囲の 相対的な DM と CM の伝導性エミッションの確実な測定の必要性であり、 この問題の最小化のための電流プローブの代替の設計を与え、 またフェライト・デバイスのいくつかの設計テクニックを示すために、ここで述べられる。
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| Fig. 16: 広帯域精密電流トランス |
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| Fig. 17: 広帯域精密電流トランスの構造 |
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| Fig. 18: 試験セットアップ。左上に 50Ω RF 抵抗が見える。 |
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| Fig. 19: マンガン/亜鉛フェライト・コア・プローブの校正係数 |
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| Fig. 20: ニッケル/亜鉛フェライト・コア・プローブの校正係数 |
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| Fig. 21: ニッケル/亜鉛とマンガン/亜鉛の双方のコアに対する校正係数 |
これらは全体として大きな制約となり、当面のところ、 設置されたケーブルの容易なプロービングのための分割コアという ユーザー・フレンドリー要求の無視を強いた。 これには3つの理由がある: コアのギャップはコア性能を低下させ、適切なギャップ付きコアは入手が困難であり、 おそらくより深刻なこととして、 コアの両側に二次巻線を分配する必要性は非常に高い周波数で物事を困難にする。
調査のために選ばれた設計を Fig. 16 に、その組立斜視図を Fig. 17 に示す。
その設計上の特徴は:
そのトランスは、テープ・リードを持つ RF 電力用高品質 50Ω 抵抗から成る一次ループを用いて試験された。 このテープは最小のリード・インダクタンスを与え、 これは試験ループが試験される電流プローブのそれよりも大きい帯域幅を持つことを 確かとするために非常に重要である。 従って、そのテープは中心孔を通って 50Ω 信号源コネクタに戻るループを作るように最短で延長され、 絶縁された。 Fig. 18 はこのセットアップを示す。
1:5 巻線比の使用による 2Ω の入力抵抗の余地のために抵抗は 48Ω とすべきであることを念頭に置くと、 この試験セットアップを通る理論的損失は 14.5dB となる筈である。
そこで、電流プローブが Fig. 16 と 17 に示すように作られ、 Fig. 18 に示すように試験された。 その結果は、Fig. 19 で見られるかも知れないように、非常に満足できるものであった。
低域のフォールオフは予想通りのものであった。 使用されたコアは1ターンで 87nH を与えると規定されていた。 その巻線は、52 = 25 倍のインダクタンス、 すなわち 2.18μH を与えるであろう、5ターンであった。 50Ω の測定用受信器の入力と並列となるこのインダクタンスは 3.66MHz で 3dB の損失を生じる筈であり、 規定された ±25% のコア・インダクタンス許容差の範囲内でそうなった。
高域のフォールオフは、おそらくは、 その挙動がそのような周波数では規定されていない、コアの過大な損失によるものである。 いくらかのシャント容量効果があるかも知れないが、 これはそのデバイスの後のバージョンでより明らかになるであろう。 低域でのより良い性能は、ニッケル/亜鉛フェライトで最も良く与えられる、 より高いコア透磁率を必要とする そこで、3E25 材を用いて同様のプローブが作られた。 この特性は前の記事の Fig. 1 で示した 3E5 材と 3C11 材の中間である。
その結果の校正カーブを Fig. 20 に示す。
これは低域での所望の改善を与えるが、 今度は強磁性共鳴よりも上でのコア損失が高域での性能を低下させるのが明らかに見える。 多くの場合は2つの異なるプローブを用意するのが良いだろうが、 2つのコアを積み重ねて共通の巻線を施した単一のプローブを作ったならばどうなるだろうか?
2コア構成の最初のセットアップは スペクトラム・アナライザ入力と接続ケーブルのインピーダンス不整合のせいだとわかった 良くない結果を生じた。 結果はアナライザ・ケーブルのプローブの近くの位置への 8dB アッテネータの取り付けによってかなり改善された。 これは、良い慣習として、そして 15 の c の考慮事項として述べたように、 最初からそうしておくべきであった! 追加の 8dB を考慮すると、試験結果は Fig. 21 のようになった。
それらの2つのコアは3桁半の利用可能帯域幅を達成するために一緒に働くが、 それらのコアのあいだの相互作用に伴ういくらかの損失がある。
8MHz での最小値は、LF コアが強磁性共鳴よりも上でコンデンサとして振る舞い、 HF コア ――強磁性共鳴周波数よりも下で、従って依然として誘導性である―― と直列共振するところである。 この種類の相互作用は、 より広い帯域幅の達成のために制限された帯域幅の回路要素を組み合わせようとする試みの 非常に一般的な結果である: ここでは直列のインダクタについてであるが、よりありふれた例は、 有限のリード長の大容量と小容量のデカップリング・コンデンサが並列に接続される時の インピーダンスのピークである。
Fig. 21 で、2つのコアを囲むために必要な より大きい巻線の漏洩インダクタンスと自己容量のあいだの 300MHz での共振にも注意されたい。
だが、±2dB の総合性能は多くの EMC の応用のために充分であり、 これは小型の分割コア電流プローブの今後の調査の前触れとなる。
[9] CISPR16-1-2 Annex B “Construction, frequency range and calibration of current probes”.
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2013-11-04