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サージ・サプレッサの特性

by Tim Williams, Elmac Services, www.elmac.co.uk

サージは電気回路の厳然たる現実であり、典型的には雷に起因するが様々な種類の電源障害にも起因する。従って、影響を受けそうな任意の電子回路のインターフェース ――AC 主電源は勿論、プロセス計装配線、DC 電源バス、電話線のような、露出するかも知れない長いケーブルに接続される任意の他のインターフェース―― に保護を組み込むことが、標準的なプラクティスとなっている。サージに対するイミュニティについての標準化された EMC 試験は IEC/EN 61000-4-5 であり、これは多くの製品イミュニティ規格で参照されているが、この要求がないとしても、重要なインターフェースにサージ保護を設けることが良いプラクティスである。現実のサージ頻度のデータは、IEEE C62.41.1-2002、「低電圧AC電力回路上のサージ環境に関するガイド」で見ることができる。

電子回路設計者が利用できる3つの一般的なタイプのサージ・サプレッサがある: ガス放電管 (GDT)、金属酸化物バリスタ (MOV)、及びシリコン・アバランシェ・サプレッサ。最後のものは、時にトランジェント電圧サプレッサ (TVS)、TransZorb、あるいは Transil と呼ばれるが、後のものは登録商標である。 GDT は、電話線やアンテナ線のような特定の明確な応用を除き、比較的稀に用いられるが、他の2つは非常に一般的に用いられており、選択の幅は広い。それらはトランジェント発生源と並列に置かれ、その効果はそのダイナミック・スロープ・インピーダンス Z_S とトランジェント発生源のインピーダンス Z_T との比率に依存する。

デバイスの選択は回路の動作パラメータに影響される: 漏洩電流、静電容量、そしてスレッショルド電圧は、通常の回路動作にとって重要である; クランプ電圧、続流、エネルギー耐量、そして応答時間は、デバイスがトランジェントに出会った時に重要である。

デバイスは、許容差のための安全余裕をもって回路の最大連続動作電圧を阻止するように、そして任意の予期されるトランジェントを充分に低いクランプ電圧を維持しながら吸収するように選ばれなければならない。トランジェント・クランプ電圧が連続電圧の2倍以上となり、そのサプレッサで保護される回路がそれに耐えなければならないことを意味するかも知れないものの、最初の要求に対する設計は実に単純である。 2番目の要求は、特に外部接続については往々にして予測が困難な、発生源インピーダンス、そして起こりそうなトランジェントの振幅の知識を必要とさせる。一方、IEC/EN 61000-4-5 (そして特定の環境のための他の規格) は試験ストレスとして印加されるであろうものの明確な規定を与え、これは設計者がパラメータの決定に際してある程度合理的な試みを行なえるようにする。サプレッサ・デバイスの製造業者全ては、既知の試験ストレスに対する慎重な設計を可能とするであろう、必要な値のデータを与える。だが、試験波形が印加された時に現実に何が起き、そのストレスが実際に設計余裕を超えた時には何が起きるのだろうか? これらの疑問にデータ・シートから答えるのは容易ではないが、製品の現実の性能に関心を持つ全ての設計者が関心を持つ筈である。

この記事は、その規格で規定された3種類の発生源インピーダンスを用いて IEC/EN 61000-4-5 での 1kV までのサージ・ストレスに曝すことで、様々なサージ・サプレッサに対して行なわれたいくつかの測定の結果を報告する。低電圧 MOV、低電圧ツェナー型、そして高電圧 MOV を含む、表面実装型とリード付きの一連のデバイスについて、クランプされた電圧の波形が示される。小さいデバイスについては、その状況で保護に起きそうな挙動を調べるために、破壊的なストレスが印加された。

サージ・ストレス

Figure 1: サージのエネルギー

IEC/EN 61000-4-5 は、波頭長 1.2μs で波尾長 50μs の電圧波形、そして波頭長 8μs で波尾長 20μs の電流波形で、 500V から 4kV のピーク電圧のレベルを与える。結合モードに依存する、 3つのレベルの発生源インピーダンス (上での Z_T) がある: 最も厳しいものは電源入力のライン - ラインの等価 2Ω で、これは最大のサージ・レベルで 2000A の最悪条件ピーク電流を与えるだろう。他のインピーダンスは、電源のライン - 保護接地間の 12Ω、そして信号線のライン - 接地間の 42Ω である。

トランジェントとサージのエネルギー量の決定は単純ではない。試験発生器に蓄積された実際のエネルギー全てが負荷で消散されるわけではない。その比率は負荷と発生器のインピーダンスの比率に依存する。一般に、サージ・サプレッサのような負荷は非線形で、トランジェント波形に関係する時間依存性も持つであろう。実際的なアプローチの1つとして、発生器が規定された抵抗負荷に供給するであろうエネルギーを計算できる。出力インピーダンスと整合する負荷を選択すれば、この抵抗への電圧、あるいは電流波形は、開放回路 (あるいは、電流については短絡回路) の半分に維持されると仮定される。この場合、4つの標準化された試験レベルに対するジュール (ワット × 秒) でのエネルギーは Figure 1 で示され、また次の式で与えられる:

Formula 1

ここで、V(t) と I(t) は、それぞれ開放回路電圧と短絡回路電流である。

Figure 1 は比較だけのためのものであり、特定のデバイスに供給される実際のエネルギーは、負荷のインピーダンスと特性、そしてその負荷に印加される実際の波形が正確に知られている場合にのみ計算できる。

試験回路

Figure 1: サージ発生器、波形、及びセットアップ

標準的な値を近似する3つの選択可能な発生源インピーダンスでピーク電圧 1kV までを与える単純な発生器が、デバイスの特性の評価のために用いられた。デバイスは発生器の端子間に置かれ、500MHz 帯域幅のストレージ・オシロスコープで波形が記録された。 500V ピーク・レベルに対する短絡回路電流と開放回路電圧の波形を次に示し、これらは標準の波形を適度に代表している。

この回路には持続的な主電源や DC 電源の電圧は加えられておらず、従ってその結果は実際の回路で生じるであろう波形を完全に代表するものではないかも知れないが、これらはそれぞれのタイプとレベルのデバイスの主な特徴を比較できるようにする。

サプレッサの仕様

Table 1: 試験されたデバイス

†: 生産中止品

(a) = 2ms (b) = 10/1000μs

競合するデバイスの比較は、鍵となるパラメータを異なる製造業者が異なる形で規定するため、時に困難である。部品番号そのものから始めよう; それは決まって定格電圧を参照するが、これは DC 電圧、AC RMS 電圧、あるいは 1mA での電圧かも知れない。最大パルス電流は通常は二重指数波形で示されるが、これは 10/1000μs テレコム波形であるかも知れず、あるいは 8/20μs コンビネーション (IEC 61000-4-5) 波形であるかも知れない; 後者はより高い電流を可能とするであろう。そして、MOV (バリスタ) のエネルギー定格は、時には 2ms の期間に対して示され、時には 10/1000μs 波形に対して示される。それをピーク電力軽減曲線から導くことがはできるものの、 TVS (アバランシェ・デバイス) で同じ方法で規定されることはない; 例えば、600W の部品である、ここで調査されたデバイスについては、その曲線は 2ms では 400W まで軽減される。

上で述べたように、サージのエネルギー全てがサプレッサで消散されるわけではないので、サージ発生源について何かを知っているならば、予期されるピーク電流をデバイスのサイズの決定のために用いた方が良い。

試験結果

この後の全てのプロットで、サプレッサの両端の電圧は、50μs/div で、通常は提示された発生源インピーダンスからの 300V、500V、750V、及び 1kV のピーク・サージ電圧を示す4つまでのカーブ ――青、紫、緑、赤の順番で―― で示される。表中の全てのデバイスがプロットに示されているわけではない ―― いくつかは、他のものと似た特性を持つことから、簡略化のために省略された。試験されたデバイス ――ほとんどの場合、それぞれについていくつかのサンプル―― は、 Table 1 にリストしてある。それぞれについて、製造業者の主要パラメータが含められている。

TVS デバイス

アバランシェ TVS の挙動を Figure 3～5 に示す。

Figure 3: リード付きデバイス

Figure 4: 逆極性

Figure 5: 表面実装型デバイス

これら全てのカーブの最も重要な側面は、クランプ波形の非常に平坦な景観である。少なくとも 42Ω の発生源インピーダンスについては、デバイスに電圧波形にほぼ正確に従った電流が流れていると仮定すると、一旦屈曲点に達した後は、その点よりも上でのスロープ抵抗は非常に低いことは明らかである。 12Ω のインピーダンスについては、その電流はクランプ電圧を目立って増加させるのに充分であり、 SMBJ33CA の場合、1kV パルスはピーク電圧が 50V に達した 50μs 後にそのデバイスを破壊するのに充分である。ここで、57A の最大標榜 8/20μs 電流のデバイスに対して、そのピーク電流は約 80A である。ほぼ同じ電流波形にもかかわらず、そのより低いクランプ電圧のために電力損失が半分以下であることから、同じレベルは SMBJ13CA を破壊しない。 750V/12Ω パルスは P6KE36A の1つのサンプルを破壊するのに充分であるが、そのやや低い定格電力容量にもかかわらず、SA30CA デバイスは 1KV を生き延びた; この矛盾の説明は難しい。それぞれの場合の実際のクランプ電圧を Table 1 に引用された仕様と比較することで、仕様が測定値が暗示するよりもかなり悲観的であるのを見ることができる。

これらのデバイスはその能力内のパルスを効果的にクランプするであろうが、損失がその限界を僅かに超えると容易に破壊する。これはアバランシェ・デバイスの特徴である: 実際の降伏がシリコンの比較的小さい領域で生じ、損失による熱に耐え、あるいは伝導でうまく逃すことができない。これが、それを MOV から区別する。

Figure 4 は逆にした単極性デバイスの端子間の波形を示す。これはシリコンの P-N 接合の通常の順電圧の筈であるが、通常の 0.6V 程度を予期していたならば、考え直して欲しい: デバイスを通過する大電流 (80A) のもとでは、1kV 12Ω サージのピークでの実際の電圧は 5V に近付く。

低電圧表面実装型 MOV

Figures 6、7、及び 8 は表面実装型バリスタを示す。

Figure 6: 14V と 17V のデバイス

Figure 7: 30V と 33V のデバイス

Figure 8: 2.5Ω での EPCOS のデバイス

ここで最も目立つ特徴は、TVS 波形では全く見られなかった前端の鋭いピークと、クランプされた波形を印加されたサージ電圧の波形に近付ける高いスロープ抵抗である: 12Ω や 42Ω の直列抵抗では、デバイスを通る電流波形は開放回路電圧に近いことを思い出して欲しい。これらのデバイスの破壊を試験できることを期待して、 EPCOS の2つの部品は 2.5Ω 発生源インピーダンスで 1kV までのサージにも曝された (Figure 8)。それらは破壊されなかった! その 30V の 1206 の部品は、100V を超えるピーク電圧と、それに対応する 400A 近く (I_max の2倍) となるであろう電流を示したものの、不平なしにこのレベルのパルスを繰り返し受けることができた。その 17V の 1210 の部品は、その最大定格のやや上で動作していた。

これは積層バリスタの利点を際立たせる: その絶縁材の容積内に交互に置かれた電極の構造。これは優れた電流分布をもたらし、消費されるエネルギーに対するそのピーク温度は非常に低い。半導体粒子のマトリックスがトランジェント・エネルギーを吸収し分配するように結合し、これは熱ストレスを低減してデバイスの信頼性を向上させる。

一方、定格動作電圧に対するピーク電圧の比率が同等のアバランシェ TVS よりもかなり高く、実際にそれらのデバイスのデータで見出せるように、より高いスロープ抵抗を暗示することも見ることができる。

MOV の劣化

Figure 9: 100回のサージでの V33MLA1206 の劣化

バリスタ・デバイスのしばしば引用される欠点は、トランジェントを受け止める度にその特性が劣化すると言われていることである。これについての信頼できるデータを見付けることは難しく、この調査が決め手となるとはとても言えないが、この意見に何かがあるかどうかを見出すために、 1206 デバイスの1つのサンプルが定格電流での 100回のサージに曝された。そのデバイスは、180A の定格最大電流を持つ V33MLA1206 であった; これを達成するために、2.5Ω の発生源インピーダンスを通して 450V の電圧が印加された。サージは10秒毎に1回の頻度で印加された; デバイスに顕著な加熱効果は見られなかった。 Figure 9 は、最初、10回目、50回目、そして 100回目の印加で記録された波形を示す。これから、ピーク・クランプ電圧におおよそ 5% の増加があるのを見ることができる。正しく選択されたデバイスが短時間に連続して定格電流を 100回受けることを予期するのはおそらく不当であろう; だが、もしこれが心配であれば、おそらくはこの側面に関して設計で 5% の余裕を取ることが合理的なアプローチとなろう。

高電圧リード付き MOV

いくつかの、より高電圧、高エネルギーの MOV も試験された。これらは、典型的には、サージが信号や DC 線よりも高いレベルとなることが予期される、主電源やその他の AC クランプの用途で用いられる。 Figure 10 と 11 にいくつかのカーブを示す。それが IEC 61000-4-5 に対する主電源試験で線間に与えられるであろうインピーダンスであることから、これらが主に 2Ω の発生源インピーダンスで取られたことに注意されたい。主電源電圧がサージ電圧に対してより大きな割合を占めるので、これらの高い定格のデバイスには高いレベルのみが印加された。

Figure 10: 230V AC 定格よりも小さいもの

Figure 11: 230V 主電源用

通常のツェナー

副演習として、通常の 500mW 12V ツェナー・ダイオード (1N5242B) の少数のサンプルが、同じ方法で試験された。そのプロットを Figure 12 に示す。ツェナーが TVS に似たクランプを行なうであろうことは明らかで、それらは同じアバランシェ降伏メカニズムであるので驚くことではない。その部品は高エネルギーのサージに耐える定格を持たず、その定格も示されていないので、破壊が同じ形で、勿論より低いレベルで生じることも明らかである。だが、高サージ電流を防ぐために充分な直列インピーダンスがあることをその設計が確かとできれば、ツェナーを (通常はより高価な) TVS と同じ効果のために使用できる。

Figure 12: 12V ツェナー

クランプ電圧の分布

Table 2: V_CL の分布

いくつかのサンプルがあったユニットについては、特定のサージ・レベルでのクランプ電圧の統計が取られた。これらを以下に表で示す。

少数の例外はあるが、クランプ電圧はサンプル間で 1～2% (平均に対する % の標準偏差) でリピータブルである。この例外に、明らかな理由はなかった。特定のサージ・レベルで観測されたクランプ電圧を製造業者が異なる電流に対して示している値と相関させるのが一般に困難であることも明らかである。通常、製造業者の値、そして公表されたカーブでさえも、悲観的であるようである (上述)。そして、Epcos CN1210K17G と CN2220K25G についての測定結果を詳しく見てみよう。それらは異なるレベルで示されており、より小さい 1210/17V の部品はより大きい 2220/25V のものとかなり異なるように見えるものの、同じ 500V/12Ω サージに打たれた時、それらのクランプ電圧はほぼ同一である。つまり、より大きなデバイスは実質的により低いスロープ抵抗を持ち、これはより高い動作電圧でより良いクランプを可能とする。 2つのケースについて、異なる製造業者の似た部品を比較できた: Littelfuse V33MLA1206AXH と Epcos CN1206K30G、そして Littelfuse V68ZA2 と Panasonic ERZV07D680 を見て欲しい。最初のケースでは相当の差があるが、2番目のケースはかなり類似している。それらは、互いにほぼ同一の仕様を持っていた。

まとめ

MOV デバイスは高いスロープ抵抗と大きなピーク・クランプ電圧を持つが、非常に頑丈で、高いエネルギーを繰り返して受け止めることができる。それらは定格スタンドオフ電圧の3倍までを生じるかも知れないものの、小さい部品 (1206 やそれよりも小さいもの) でさえも破壊なしに厳しいサージに耐えることができる。 TVS (ツェナー) デバイスは、低いスロープ抵抗、また低いエネルギーでの非常に平坦なクランプ特性を持つが、高いエネルギーのサージによってより容易く破壊される。これらは、信号回路のような、発生源インピーダンスが高いが下流の回路の耐電圧は高くない場合に一般に好まれる部品となろう。より総合的な保護テクニックのためには、2つのタイプをカスケードにすることができる: 最初に、トランジェントのエネルギーの多くを捕らえるであろうが、かなり高いレットスルー電圧を持つであろう、MOV; 小さい値の直列抵抗; そして最後に大きな電力の消散の必要なしにトランジェントの残りをクランプするであろう TVS。

通常のツェナーは機能するであろうが、サージのための定格は持たない; 繰り返すが、ある程度の直列インピーダンスを持つ信号回路については、それは充分に適当であるかも知れない。

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2012-10-28