[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計 ]
翻訳: T.Sato
EMC Journal の 93〜98号には、 消費者向け、家庭用、商用、コンピュータ、通信、無線通信、航空宇宙、自動車、 海事、医療、軍事、工業、発電、そして配電を含む全ての電力変換の応用をカバーする、 モジュール、製品、システム、あるいは設備で使われる、 ミリ・ワットから数十メガ・ワットまでの DC/DC と AC/DC のコンバータや DC/AC と AC/AC のインバータを含む全分野をカバーしようとする、 この「スタンド・アローン」のシリーズの前の部分が掲載された。
ハイブリッド自動車や電気自動車、電気推進、 「グリーン・パワー」 (例えば LED 照明)、そして 太陽光、風力、海洋温度差、潮力などのための電力変換もカバーされるであろう。
93〜95号では図の番号の付け方がその他とは異なっていることをお詫びしておく。 私は通常は既に発表した内容を繰り返さず、 その代わりに EMC Journal [14] やそれらの記事に基づいて最近出版した本 [15] への 適切な参照を示すであろう。
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| Figure 7.3-9: DC/DC コンバータ入力での「漏洩」CM チョークの使用の例 |
[72] の 7.3.4章で述べたように、DM インダクタンスを最小とするために CM チョークをバイファラ巻きとするのが普通である。 だが、AC と DC の電源フィルタのためには、 しばしば CM インダクタンスとともに DM インダクタンスが必要となり、 一部の製造業者 (例えば村田製作所) は 高い CM と DM (漏洩) インダクタンスを同時に生じる「漏洩」 CM チョークを作っており、 PCB 面積とコストの節約を助けるために用いている。
ここで、前回含めようとしていた部分に到達した ―― それは、共通の DC バス (例えば +5V) から異なる電圧の電源レールに給電するために 多数の DC/DC コンバータを動かさなければならないときに、あるいは 共通の DC バスから多数の DC/DC コンバータ (例えば多相の ―― [42] の 2.10章を参照) を 並列に動かさなければならないときに、多くの回路設計者が出会う状況である。
Figure 7.3-9 は、DC/DC コンバータからのエミッションが共通の DC バスで加算されて
ノイジー過ぎるものとなることの防止を助けるための CM + DM チョークの使用を示す。
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| Figure 7.3-10: 主電源フィルタのいくつかの例 |
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| Figure 7.3-11: 主電源フィルタのもういくつかの例 |
これらの2つの図の中のフィルタの一部は非常に高価であり、一部は非常に安価である。
勿論、我々は皆、安価なものを使うことを好むであろうが、
それらが現実にどのように振る舞うかを知るために
ほとんどの製造業者のデータ・シートに頼ることはできない。
以下の 7.3.7章から 7.3.9章までは、この理由と、それにどのように対処するかを議論する。
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| Figure 7.3-12: 不足制動の低域通過フィルタはゲインを持つ |
共振周波数 fres においてゲインを持たず -3dB となる 臨界制動のためには、特定の値の負荷抵抗 (R) が必要である。 より低い値の R は過制動を生じ、 より高い値は fres の周囲でいくらかのゲインを引き起こす。
理論的には、R を開放とすることは fres における無限大のゲインを意味するが、 実際にはそれらを接続する導体とともに Ls と Cs はいくらかの自己抵抗を持ち、 そして開放回路はいくらかの浮遊容量を持ち、従って無限のゲインは実際には達成されない。
L = 1H と C = 1F の回路定数は 1Hz の fres を与え、 0.5Ω のレジスタンスで臨界制動されるであろう。 L = 1mH と C = 1μF の回路定数は 5kHz の少し上の fres を与え、 15.8Ω で臨界制動されるであろう。
フィルタは通常は 50Ω の入出力の試験機器を用いて測定され、 従ってフィルタ設計は通常は 50Ω の負荷抵抗から始めて fres と制動係数に必要な値に依存して L と C の値を選択する。 従って、例えば、もし 50Ω の負荷抵抗のもとで 1 の制動係数と 5kHz の fres を達成したいと思うならば、 L = 3.19mH と C = 0.319μF を選択するだろう。 勿論、実際には、我々の設計目標に最も近付けられる、最も近い標準的な値を選択するだろう。 フィルタ設計の公式と制動についてより詳しくは、[71] の D.6 と [73] を参照されたい。
現実には、勿論、AC と DC の電源フィルタはほぼ決して 50Ω 抵抗負荷で用いられはしない。 実際、それらの負荷は通常は、フィルタされる周波数範囲内で変化し、 その位相角も容量性と誘導性のあいだで変化する、複素インピーダンスである。
AC と DC の電源と負荷のインピーダンスの、非常に一般化されたいくつかの例を示しておく (これらの値を設計で使用しないこと!):
CISPR 17 [74] は主電源フィルタのための試験規格であり、「整合 50/50」試験として知られる、 50Ω の抵抗性の信号源と負荷で試験を行なうことを求める。 これが標準的な試験であるので、フィルタ製造業者はフィルタをこの試験で良く見えるように設計し、 ほとんどの設計者はこの試験で最良に見える最も安いフィルタを選択するであろうが、 これは大きな過ちである。
AC と DC の電源フィルタはほぼ決して抵抗性の 50Ω の入力と出力を持たないので、
その「整合 50/50」測定データに基づいて費用効果の良いフィルタを確実に選ぶことはできない。
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| Figure 7.3-13: 1段のフィルタの整合と不整合での減衰の例 |
フィルタ減衰カーブの完全なセットは、CISPR 17 の整合と不整合の試験全てについて DM (「非対称」として知られている) と CM (「対称」として知られている) の双方を網羅し、 全てで6個のカーブとなる。
Figure 7.3-13 は、 標準的な大量生産品の1段の (従って安価な) 主電源フィルタのデータシートから取られた、 これらのカーブのうちの3つを示す。 この中にある1つの不整合のカーブは、250kHz 前後で 20dB 近いゲインを示す。
一般に、2段以上のステージを持つフィルタは、 その整合 50/50 試験結果からは明らかではなく、よりコストを要するであろうが、 Figure 7.3-12 の例のもののような1段のフィルタよりも振幅が小さく周波数の低い不整合共振を持つ。
Figure 7.3-13 はこの問題に対処する方法を示す: CM と DM、整合と不整合の 6つ全てのカーブを入手し、 全体を通しての最悪条件をプロットし、フィルタの現実の性能のガイドとしてそれを用いる。
CISPR 17 試験全ては複素インピーダンスではなく抵抗性の信号源と負荷を用い、
またそれらは現実に発生するであろうほど極端ではないので、
この結果は実際には最悪条件ではない
―― 従って、例えばさらに 10dB 悪いことを仮定することで、
フィルタ性能に対して「エンジニアリング・マージン」を設けるのが最良である。
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| Figure 7.3-14: 高性能主電源フィルタの例: DM、整合 50/50 |
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| Figure 7.3-15: 高性能主電源フィルタの例: DM、不整合 100/0.1 |
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| Figure 7.3-16: 高性能主電源フィルタの例: DM、不整合 0.1/100 |
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| Figure 7.3-17: 高性能主電源フィルタの例: CM、整合 50/50 |
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| Figure 7.3-18: 高性能主電源フィルタの例: CM、不整合 100/0.1 |
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| Figure 7.3-19: 高性能主電源フィルタの例: CM、不整合 0.1/100 |
Figure 7.3-14 から 7.3-19 までは、 ITER [75] のための 2,000台以上の制御/計装キャビネットのためのフィルタを選択する際に、 MPE Ltd にその高性能主電源フィルタの1つの全減衰量試験データの完全なセットを要求して 2011年5月に受け取った結果を示す。 彼らは要求してから 24時間以内にデータを出してくれた。
主電源フィルタの選択、そして 50Ω かつ抵抗性でない現実のインピーダンスへの対処についてより詳しくは [5] の 5.2.8章と 5.2.9章にあり、 その 5.2.11章は不整合の時に実に高い「負の減衰」 (ゲイン) を生じないようにするために 主電源フィルタを「制動」する手法を述べる。
数年前、海軍の潜水艦の外に取り付けられたウィンチからの過剰なエミッションを 「対策」するように依頼された時の、興味深いフィルタ共振の経験がある。 そのウィンチは、双方が潜水艦の船体の外側に取り付けられている水密の耐圧ケース内にある、 1kHz でスイッチする可変速モータとドライブで駆動されていた。
ドライブとモータを1つの金属の箱に組み込んだことについて、設計者に満点を ―― このドライブが発生する高調波周波数でいかなる問題も引き起こしそうにないほど、 DC リンクとモータ・ケーブルは非常に短く、良くシールドされていた。 問題は、適用された軍事 EMC 伝導性エミッション規格では 200Hz から 100MHz までが測定され、 その1kHz ドライブは 1kHz から 100MHz まで 1kHz の間隔で 限度線の 10dB 程度上のほぼ平坦なエミッション・スペクトラムを持っていたことであった。
エミッションを 20dB 以上低減するためにフィルタすることは容易いことで、 従って午前中にその仕事を終えられると考えたが、初日の終わりの時点で 手持ちのインダクタ、チョーク、そしてコンデンサのサンプルほぼ全てを用いて 数十個のフィルタ設計を試しており、解決は見えなかった。
手早い解決から遠ざけていたものは、 50kHz から 100MHz で伝導性エミッションをほぼノイズ・フロアまで低下させる フィルタを容易に作ることができたが、それら全てはその周波数よりも下、 時には数 kHz のような低い周波数にゲインのピークを持ち、 そのゲインのピークがその周波数でのエミッションの不合格を 10dB から 20dB や 30dB 程度まで持ち上げたことである。 それは最も苛立たしいことであった!
もしそのドライブが 10kHz でスイッチしていたならば、フィルタ共振を 10kHz よりも下、 あるいは 10kHz と 20kHz の中間のいずれかとなるように調整できたことだろうが、 1kHz 間隔の高調波では、 その両側の高調波を増幅しないほどフィルタの Q を高くすることはできなかった。 そして、共振を 1kHz よりも下にするのに充分に大きい値のコンポーネントを持っていなかった (また、いずれにしてもそのような大きく高コストな部品を使いたくなかった)。
その夜、ホテルで夕食を食べながら、[72] の 7.1章を思い出した (私はその時にはその記事を書いていなかったので、実際にはその基本原理を思い出した)。
そこで、翌日の最初に、 ドライブ自身に触れられるように耐圧カバーを分解するように顧客に頼んだ。 全てのボルトを外してガスケットの付けられた2つの部分を分離するのには1時間以上を要したので、 彼は喜ばなかったが、そうしてくれ、 470nF のコンデンサ1個を DC リンク間に接続して 伝導性エミッション全てを 20dB 下げるのには5分しか要さなかった。 主電源フィルタは全く必要なく、重量とコストを節約した。 彼は昼までに耐圧カバーを組み立て直し、 200Hz から 100MHz までで 1kHz 間隔のエミッション全てが限度線よりも 10dB 低くなり、 そのウィンチが伝導性エミッション規格に適合することを確認した。
7.1章 ([72] 参照) が述べるように、低いエミッションを持つ、 (もし必要であるならば) 少しのフィルタ、及び/もしくはシールドのみを必要とする コンバータを設計する方が、良い EMC 工学を用いずにコンバータを設計して その過剰なエミッションをフィルタ、及び/もしくはシールドで抑制できることを期待するよりも、 あらゆる面で良い。
150kHz よりも下で伝導性エミッションの測定を止める民生エミッション規格では、 150kHz よりも下に共振を持つフィルタを設計するか選択し、試験に合格させるのは、 難し過ぎることではない。 だが、パワー・コンバータが 150kHz よりも下でスイッチする場合、 これらのフィルタは 150kHz よりも下のコンバータ・ノイズを容易く増幅し、 現実に干渉問題を引き起こすリスクをもたらし得る。 EMC 指令への適合は、その必須要求への適合を意味することを覚えておくこと。 EMC 指令のもとでリストされた全ての該当する規格に対する試験への合格は 適合宣言書に署名して CE マーキングを付けるために法的に許されている (唯一の手段ではないものの) 通常の手段であるが、 もしそれが意図されたように使用された時、我々の製品が現実に干渉を引き起こすならば、 たとえ試験全てに合格してはいても、それは必須要求に適合しておらず、 その供給や使用は合法ではない。
私は数年前のこの良い例を知っている ―― 1台の新品のマシニング・センターが、 金属部品 (ナット、ボルト、ねじ、釘など) を作る工場に設置された。 そのマシニング・センターは、コンピュータ制御のもとで、 金属板を取り込み、完成した部品を吐き出した。 それが働いている時、重機関銃のような音を立て、そして工場内の他の機械のほとんどが誤動作した。
主電源波形をオシロスコープで見ると、 その新しいマシニング・センターが動いている時、 工場全体の主電源線上に 15kHz 前後の 20V pk-pk 程度が現れることがわかった。
EMC 指令でリストされたイミュニティ規格は 伝導性 RF を 150kHz よりも上について試験するだけであり、 従ってそれらの機器は 15kHz での顕著な主電源ノイズに耐えるように設計されていなかった。
そのマシニング・センターは 55kW シーメンス・モータ・ドライブを用いており、 これが、そのいずれかは覚えていないが、3kHz のスイッチング・レートの 5次高調波、 あるいは 5kHz のスイッチング・レートの 3次高調波のいずれである、 この 15kHz 主電源ノイズを引き起こしていた。 そのマシニング・センターの製造業者はシーメンスが推奨したドライブ・フィルタを用いておらず、 その代わりに、それでも 150kHz 以上での伝導性エミッション限度に適合させられた、 安価なものを用いていた。
だが、このフィルタは 15kHz で不足制動となって共振し、
その周波数の既に大きかったドライブ・エミッションを増幅し、
工場の他の部分への被害を引き起こした。
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| Figure 7.3-20: 上の逸話からの、シーメンス 55kW ドライブとそのフィルタ |
Figure 7.3-20 は、
キャビネット内にシーメンス製フィルタが取り付けられた実際のドライブの写真である。
エミッション規格への適合が現実の干渉の防止のために充分であると仮定したことを除き、
その製造業者は非常に良い仕事をしたので、
私はそれを産業用キャビネット設計における良い EMC 工学の例としてしばしば用いる。
負の入力インピーダンスは 電源が顕著な直列インダクタンスを介している時には共振を引き起こし得るし、 それはそのコンバータを、そしておそらくは同じ電源網に接続された他の機器さえも 損傷させ得るほど激しいものとなり得る。
解決は、フィルタ内の直列インダクタンスを小さくし、かつ/もしくは パワー・コンバータの入力端子間に接続されたコンデンサの容量を大きくすることである。
これについてより詳しくは、[76] を参照されたい。
より多くの有用な参考資料をインターネット上で見つけられる。
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| Figure 7.3-21: PCB フィルタはシールドに助けられる |
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| Figure 7.3-22: PCB シールドをフィルタと組み合わせた良い EMC 設計の概観 |
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| Figure 7.3-23: シールドされたエンクロージャや領域に入る導体の処理 |
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| Figure 7.3-24: フィルタ RF 接続ワイヤの 2つの長さの比較 |
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| Figure 7.3-25: 表面電流の制御のためのフィルタ RF 接続の例 |
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| Figure 7.3-26: 導電性ガスケットの使用により、良好な 0V プレーン - シャーシ接続を容易に行なう |
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| Figure 7.3-27: PC シャーシへの接続のための、型抜きされた導電性ガスケットの例 |
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| Figure 7.3-28: 金属エンクロージャ内のフィルタのための良い組み立てテクニック |
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| Figure 7.3-29: EM 環境の制御のための EM ゾーニング・テクニック |
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| Figure 7.3-30: 接続用プレートを用いた、
環状接続導体での直接的な、また間接的な (フィルタを介した) RF 接続の例 |
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| Figure 7.3-31: キャビネットのバックプレートを用いた、
環状接続導体での直接的な、また間接的な (フィルタを介した) RF 接続の例 |
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| Figure 7.3-32: ケーブル・トレーを用いた、
環状接続導体での直接的な、また間接的な (フィルタを介した) RF 接続の例 |
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| Figure 7.3-33: シールドされた EM ゾーンは、
全てのシールドなしケーブルにフィルタを必要とする |
従って、負荷電流、電源電圧、そして環境温度の最悪条件の組み合わせに対して、 電流定格が適切であり、またフィルタの減衰と期待寿命も適切なままであることを 確かとすることが必要である。
サージ・トランジェントは電源フィルタのコンデンサを損傷させ得るので、 RF のエミッションとイミュニティの試験の前に全てのサージ試験を終えることが最良である。 世界の全ての 115/230/400V 単相電源上の現実のサージは 6kV を超え得る (ライン間、及びライン - 接地) [79]。 IEC 60309 や類似の三相電源ソケットを持つ三相配電システムにのみ給電する三相電源については、 逸話的な証拠が 15kV までのサージがあり得ることを示唆する。
X2 コンデンサの一部は 1000時間の動作毎に容量の 10% を失い、 これはたった 3年で 90% を失い得ることを意味し (100nF のコンデンサが 3年の連続使用のあいだに 9nF へと劣化するのが実際に見られており、 製造業者はこれを異常と考えてなかった)、 これが安全試験規格 IEC 60384-14 で許容されているのは驚くべきことと考えられるかも知れない。
この容量の喪失は、 その非常に薄いメタライズ層を食い荒らす部分放電やコロナ放電によって引き起こされ、 これはコンデンサ内の空気が樹脂や油で置き換えられていない限り、 あるいは2つのコンデンサを直列で用いていない限り、AC 200V で始まるであろう。
IEC 60384-14 は全ての Y1 コンデンサについて2つのコンデンサを直列で用いることを求めるが、 部分放電のせいではなく、その1つが短絡した時、直列のもう1つが、 高レベルの接地漏洩電流によって引き起こされる安全上のリスクを防止するようにである。 勿論、それは、定格電源電圧で用いられる全ての Y1 コンデンサが 部分放電を生じないという利点を持つ。
非常に高い信頼性を達成するために、MPE のようなコンデンサ製造業者は 全てのフィルタ・コンデンサ (X と Y) を2つのコンデンサを直列としたものとしており、 従ってそれらはコロナ放電を生じず、何年もの使用での容量の低下を生じない。 その例として、MPE は最近、 30年近くの連続使用の後で交換された20個以上の電源フィルタを軍事基地から受け取り、 再測定により、それら全てが元の仕様に適合することを見出した。
従って、フィルタにその運用上の寿命まで性能を維持して欲しいので、 AC 電圧の2倍の定格の、及び/もしくは 製造業者が行なった実際の試験の結果に基づいた受け入れ可能な容量喪失定格の規定を持つ X コンデンサを選択すべきである。
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| Figure 7.3-34: 既存の (「自然」) 金属構造を用いたメッシュ状 RF 基準の作成 |
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| Figure 7.3-35: 数種の RF 接続導体 |
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| Figure 7.3-36: いくつかの RF 接続手段 |
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| Figure 7.3-37A: 直接の金属と金属の RF 接続
(例としてタッピングねじを用い、部分的に分解した示す) |
RF 基準は通常は回路の 0V 電位、及び/もしくは接地電位であり (だが、そうとは限らない!)、 そのインピーダンスは、フィルタ、及び/もしくはシールド (上の Figure 7.3-21 から 7.3-33 が示すように、それらはしばしば共に用いる必要がある) によって抑制すべき全周波数範囲にわたり、 << 1Ω (望ましくは < 10mΩ、理想的には < 1mΩ) であるべきである。
何を RF 基準として用いるべきだろうか?
金属の空間 (箱) をフィルタの RF 基準として用いる時、それはその RF 接続、 及び/もしくはシールドが効果的となるように設計された周波数にわたって 充分に低いインピーダンスを与えるだけである (後述)。
シールドの良くない、あるいはシールドされていない箱は その設計の細部に依存するインピーダンスを生じ、いくつかの周波数で、 フィルタが全く良く働かないであろう高インピーダンス共振を生じるであろう (シールドについての記事を参照)。 シールド・テクニックは、PCB については [37] の 2.6章で、製品については [5] の 6章で、 機器のキャビネットについては [68] の 5章 (55ページから) で、 そしてシステムと設備については [69] の 5.12章 (134ページから) と [70] の 6章で より詳細に述べられている。
金属の面をフィルタの RF 基準として用いる時、 単一の金属板 (継目や接合部のないもの) は何 GHz までも低インピーダンスを維持するが、 その寸法に伴って一部の周波数で「パッチ・アンテナ」高インピーダンス共振を生じ、 その周波数ではフィルタは大きな減衰を与えないであろう。
継目や接合部のある金属の面は設計の細部に依存した周波数で高インピーダンス共振を生じ、 これもその周波数でフィルタ性能を悪化させるであろう。
より大きい金属の面、そしてより厚い素材は、 RF 基準の低インピーダンスをより低い周波数まで拡げる (だが、そのパッチ・アンテナ周波数も低下するであろう)。
PCB の 0V プレーンや他の金属板やメッシュ状導体面構造は、 そのプレーンに λ/10、望ましくは λ/100 よりも近い、 プレーンのエッジからプレーン上の高さよりも内側のコンポーネント/導体に対する RF 基準として効果的なだけである。
λ はフィルタされる周波数の波長であり、我々は通常はフィルタが効果的であることを望む 最大の周波数 fmax (すなわち最小の λ) に基づいて設計し、 これは何らかの手段 ――フィルタであれシールドであれ―― で抑制する必要がある最大の周波数と ほぼ常に同一である。 空気や真空の中の導体について λ を計算することは容易であり、 fmax が MHz で与えられている時、300/fmax メートルとなる (GHz での fmax は λ をミリメートルで与える)。
例えばパンチング・メタル、熔接金網、ワイヤ・メッシュ、 電気的に接続された導体及び/もしくは金属構造のような、 任意の寸法の金属のメッシュやメッシュ状の構造をフィルタの RF 基準として用いる時、 それは L をメートルでの最大メッシュ対角寸法として 30/L MHz (もし L がミリメートルで与えられれば、30/L は結果を GHz で与える) まで効果的なだけである。 メッシュは 3/L 以下で良好な低インピーダンスを与えるだけであり、 0.3/L は遥かに良い (金属板は最良である)。
メッシュ全ては、50/L 以上の周波数で、 フィルタ減衰が顕著に悪化するであろう高インピーダンス共振を生じるであろう。
メッシュやメッシュ状構造の RF 基準としての使用についてより詳しくは、
[69] の 5.5.3章 (71ページから) と [70] の 5.3章を参照されたい。
Figure 7.3-34 から 7.3.37 は [69] から取られた例である。
使用される RF 接続手法は、それが最小の大きさの電流ループで流れ、 従って最も効率の低い「偶発的アンテナ」を作るように、表面電流を管理しなければならない。 理想的には、360°の直接の金属と金属の接触、あるいは fmax において << λ/10、望ましくは < λ/100 の間隔の 多点での金属と金属の接触を用いる。 だが、フィルタすべき周波数が < 100kHz、必要なフィルタ減衰量が < 20dB である場合には、 数ミリメートルのワイヤや編組での接続が受け入れられるかも知れない (Figure 7.3-24 を参照)。
フィルタの安全接地に用いられる緑、緑/黄、あるいは透明な絶縁の、 あるいは裸の金属のワイヤや編組は、長過ぎるために、ほぼ常に RF 接続として適当ではない。
(長さと幅の比率が 5以下の編組やストラップが、 あたかもそれが魔法のような低インピーダンスの特性を持つかのように、 EMC の教科書でしばしば言及される。 この誤謬の発端がどこにあるかの発見の試みは、 1980年より前に書かれたらしいが、もはや同定できない、軍の文書へと導いた。 いずれにしても、この比率を何らかの形で特別なものとする物理的基礎はない。 RF 接続のために用いられる任意の導体で最も重要なことは、 その長さを可能な限り短くすることである。 次に重要なことはその面積をできる限り大きくすることであり、 長さと幅の 5:1 の比率は良いが、3:1 はより良く、2:1 はさらに良い。 そして、RF 接続される接合部の寸法が fmax における λ/10 よりも長い場合、 fmax において << λ/10 離れたそのような導体での多点接続を用いる。
RF 接続テクニックは、 PCB については [37] の 3章で、製品については [5] の 5.3章で、 機器のキャビネットについては [68] の 4章 (45ページから) で、 そしてシステムと設備については [69] の 5.7章 と [70] の 5.2章で より詳細に述べられている。
多くの設計者は主電源ケーブルは試験する伝導性エミッションの範囲内 (EU の EMC 指令のためには典型的には 150kHz から 30MHz) についてフィルタが必要なだけと考え、 従って 30MHz までを減衰させるフィルタが必要なだけと考え、 これはほとんどの安価なフィルタの製造業者が フィルタを 30MHz の fmax まで効果的となるように設計し規定することを意味し、 30MHz 以上での放射性エミッションの多くの問題を引き起こしている。 彼らは良いフィルタにはこれよりも高い周波数が必要であることを知っているが、 彼らの顧客がその必要性を理解できない時に追加のコストを正当化できない。
もし放射性エミッションが例えば 1GHz まで測定されるのであれば、 主電源ケーブル・フィルタも通常は 1GHz まで効果的である必要がある。 これが、Figure 7.3-14 から 7.3-19 の主電源フィルタが 1kHz から 1GHz まで試験されている理由である。
だが、マイクロプロセッサ回路を含まず、 マイクロプロセッサと同じ箱に入れられていないパワー・コンバータは、 通常は数百 MHz 以上の周波数を発生する能力は限られており、 これはその入力や出力のフィルタが高い周波数で多くの減衰を与える必要はないことを意味する。 高出力コンバータはよりゆっくりとスイッチする大きなスイッチング・デバイスを用い、 例えば 20MHz 以上ではそれほどのノイズを放射しないかも知れない。
だが、AC 出力 (例えば PWM) を持つコンバータについては、いくつかの特別な検討事項がある。 50Hz のために設計された主電源フィルタは 通常は 400Hz までの正弦波で性能の低下なしか若干の性能低下で使用できる、 (製造業者に確認することが最良である) が、 パワー・コンバータによっては、 数百 kHz までのスイッチング・レートとその 100倍以上までの高調波を含む kHz 矩形波や PWM を直接出力する。
AC モータのための可変速モータ・ドライブは、しばしば、 0Hz から (例えば) 100Hz までの出力を持つと述べられるが、 実際にはそれらの値は PWM 波形の正弦波変調周波数を参照する。 それらは、モータの固定子の磁芯での PWM 波形の積分に頼って、 回転子を回転させる 0〜100Hz の正弦波磁束を発生させる。
似たように、可変速 DC ドライブは PWM がモータの巻線の磁芯で積分された時の DC 電圧に対応する マーク/スペース比の PWM 波形を出力する。
同様のことは、それら全ては電力スイッチング半導体が発生した矩形出力波形を用いるので、 他のモータ・ドライブ、例えばステッパ・モータやリラクタンス・モータにも当て嵌まる。
チョッパの PWM 出力 (そして類似のもの) が EMI の極度に大きな発生源であるということは 驚くようなことではない。 本質的には、その RF 電力を不整合のモータに接続された不整合のケーブルへと 何十もの離散的な周波数で放射する 10kW の無線送信機であるので、 エミッション限度を超えることは容易い!
PWM や類似のタイプのコンバータ出力は通常はシールドによって抑制され、 これは将来の記事でカバーするつもりである。 だが、フィルタは、通常は充分に用いられていない強力なテクニックである。 [82] が興味を引くかも知れない。
チョッパを信頼できなくしないためには、PWM (そして類似の) のコンバータの出力フィルタは チョッパの設計を考慮してその PWM 周波数のために設計もしくは選択されなければならないので、 市販のチョッパをフィルタする場合には、 候補となるタイプのフィルタが許容できるかどうかをその製造業者に確認することを常に推奨する。 コンバータ製造業者によっては、 その EMC 設置マニュアルに適切な出力フィルタをリストしているかも知れない。
自分達でパワー・コンバータを設計している時は、 追加するいかなる出力フィルタも、可能な全範囲の動作条件にわたり、 信頼できない動作を引き起こすかも知れないような形の パワー・スイッチ内の電圧/電流を引き起こさないことを確かとすべきである。
出力フィルタは、出力波形の鋭いエッジを単に「丸めて」、
高い周波数の RF エミッションのレベルを低減するために用いることができる。
これはしばしば dV/dt フィルタと呼ばれ、
より大きな、あるいは少ない丸めを与える、様々な強さのものが入手可能である。
これらのフィルタは、しばしば、
エミッション仕様への適合で出力ケーブル・シールドを助けるために用いられる。
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| Figure 7.3-38: dV/dt 出力フィルタの効果の例 |
dV/dt フィルタの1つの重要な目的は EMI の抑制とは関係ない ―― それらは、ケーブルとモータ巻線とのあいだのインピーダンス不整合に伴って モータ端子において生じ、モータの巻線の絶縁を損傷させ得る、 オーバーシュートの低減のために用いることができる。
現代的なチョッパは、13m かそれよりも短いケーブルで 公称モータ AC 電圧定格の 200% のオーバーシュートが生じ得るほど高速にスイッチする [80] ―― ほとんどの AC モータは公称の 50/60Hz AC RMS 電圧の2倍に過ぎない定格の絶縁を用い、 したがってそのような高レベルのオーバーシュートで損傷し得るので、これは問題である。 [81] は、高くても 200% が予期されるかも知れない時に、 300% 以上のオーバーシュートさえも引き起こされ得ることを示す。
dv/dt フィルタは、 PWM 波形を持つ固定子巻線と回転子のあいだの浮遊容量によって引き起こされる、 ベアリング内でのスパークを引き起こして通常の寿命の 1/10 で摩耗させる、 RF「ベアリング電流」のレベルの低減も助ける。
dV/dt PWM フィルタを遥かに超えて、 しばしば「出力再構成フィルタ」と呼ばれるものの使用へと進むことができる。
これは、長く不整合のケーブルの先のモータやその他の負荷に積分を任せることなく、 そのインダクタとコンデンサで PWM を積分する。 再構成フィルタの出力は、 コンバータのフロント・パネル・コントロールがそれが出力していると言っている、 低周波の正弦波か可変の DC レベルである (例えば 0Hz から 100Hz の)。
出力再構成フィルタを供給しているほとんどのフィルタ製造業者は、 DM 波形のみを再構成するタイプを供給しており、 これはモータ巻線絶縁の過電圧を完全に防止するために非常に良い。 それらはベアリング RF 電流の低減と EMI の抑制にもいくらかの効果を持つ。
だが、ベアリング電流の大幅な低減と EMI の大幅な抑制のためには、 PWM から DM と CM の双方の波形を再構成する出力再構成フィルタが必要である。 それは高価なフィルタであり、執筆の時点で少数の製造業者から入手できるだけであるが、 長いケーブルではファラデー・ケージ効果と EMI エミッションは遥かに悪くなり、 唯一の代替手段 ――シールド・ケーブル―― はさらに高価となるので、 それは通常は費用効果が良い (長い出力ケーブルが必要な時には特にそうである)。
可変速 AC モータ・ドライブのための再構成フィルタは、 時に「正弦波出力フィルタ」と呼ばれ、 REO、Siemens、そしてその他の少数のフィルタ製造業者から入手可能である。 その一部はコンバータの DC リンクへの接続を必要とする。
DM と CM の波形を再構成するタイプには製造業者が様々な助けにならない名前を付けており、 その供給者をウェブで探すときには助けとならない。 私はその設計と目的が明らかとなるように それを「正弦波 CM + DM PWM 出力再構成フィルタ」と呼ぶことが多いが、 この表現も検索のキーとしてはそれほど役に立たない。 [83] は、REO (UK) Ltd からの、その使用のガイドである。
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| Figure 7.4-1: 非常に危険な接地漏洩電流を持つフィルタの例 |
フィルタの接地漏洩電流に関係する安全問題は全て [5] の 5.2.12章で述べられており、 過大な接地漏洩電流を持つ機器を特別な方法で設置することを (全てでないならば) ほとんどの国家配線規則 ――UK の BS7671 [77] のような―― が求めるということを述べる以外、ここでその内容を繰り返すつもりはない。
(Figure 7.4-1 のフィルタからの 3A の漏洩電流に関係する、 安全以外の興味深い話題がある。 そのシステムは一点接地 (うぇ!) を用いており、 双極子磁石電源からの安全接地ケーブルは 三相 AC 電源ケーブルから 500mm 離れて配電室まで戻されていたので、 その漏洩電流から発生した磁界はビーム・ポジション・モニタ・ケーブルに結合し、 シンクロトロンの電子ビームの位置に相当の 50Hz ノイズを与え、 そのシンクロトロンで行なう予定だった科学実験のための有用性を何年にもわたって低下させている。 勿論、電気設備業者はこれが起こり得るとは考えず、 単に最も容易に見えた所にケーブルを引いただけである。 ドライブ製造業者の設置指示書で要求されていたにもかかわらず、 彼らは機械室の何十台もの 100kW インバータ・ドライブに主電源フィルタを一切取り付けず、 その大きな施設全体で、その施設の共振周波数の 2MHz をピークとして、 10MHz までの高レベルのノイズを引き起こした。 だが、これは別の記事向けの話題である!)
漏電遮断器 (RCCB、ELCB、RCD、あるいは GFI と呼ばれることがある) で保護された配電システムは、主電源フィルタを用いる時には信頼性上の問題を持つであろう。
大きなフィルタのより高い漏洩電流が 電源投入やトランジェント/サージに際してメイン・ブレーカーをトリップさせ得るのと同様、 主電源上のトランジェントやサージはフィルタに不平衡の過渡電流を引き起こし、 これは漏電遮断器をトリップさせ得る。
最も安上がりな解決は、漏電遮断器を省略し、 その代わりに高インテグリティの安全接地テクニックを用いることかも知れない。
だが、主電源フィルタの前に絶縁変圧器に主電源を通すことで、 主電源フィルタとともに漏電遮断器を用いることが可能である。 絶縁されたニュートラルは接地されるべきではなく、 さもなくばセンタータップを接地すべきであり (例えば 230V を 115 - 0 - 115 として給電する)、 変圧器の両側で同じ安全接地を用いなければならない。
上の 7.3.9章で述べたように、パワー・コンバータは 大きいコンデンサからその電源が来るときに最も良く働き、 これは EMC のためにも最良であるが、[5] の 5.2.12章は 危険な電圧まで充電され得るフィルタ・コンデンサに必要な放電抵抗の設計を述べていない。
自らの主電源フィルタとオフライン整流器を設計する時、 主電源上で予期される電圧サージのピーク値を損傷や安全上の問題なしに対処できるよう、 IEC 60065 14.1.a節に対する安全認証を単独で受けた放電抵抗を、 0.1μF を超える全てのコンデンサに付けることを忘れてはならない。 フィルタ製造業者はこれを心得ている筈である (だが、それを確かとするために、確認する価値がある)。 全ての主電源フィルタとオフライン蓄積コンデンサを放電させるために、 その値にかかわらず、私はいつも VR37 抵抗を用いているが、 しばしばこの目的で単一の 1206 抵抗を用いる製品を見掛ける。 勿論、数ヶ月使用された時、 これらの抵抗は主電源サージによって破壊されて常に開放故障を生じ、 おそらくは主電源から切り離されてから数日か数週間のあいだ、 使用者を電源プラグのピンからの危険なショックの危険に曝す。
そのような製品がどうして IEC 61000-4-5 サージ試験に合格できたのだろうか? そう、サージ試験が行なわれる時、製品の機能は事後に確認される ―― だが、電源からプラグが抜かれた時、 そうすべきように電源フィルタが今でも放電するかどうかは、誰も確認しない。
試験所は主電源フィルタが損傷を受けていないことを確認するために サージ試験の後で伝導性と放射性のエミッションの手早い確認を行なうべきであるが、 一部の EMC 試験所はこれを常に行なってはいないようである。 だが、それを行なう場合でも、フィルタ・コンデンサ放電抵抗が サージによって損傷を受けていないかどうかは確認せず、 そして標準的な試験で損傷を受けなかった場合でも、 現実のサージは年に数回 6kV を超え得ることが知られているにもかかわらず、 それは 1kV か 2kV までのサージでのみ試験する。
不適切な主電源フィルタ放電抵抗は、勿論、製品安全試験に際して同定されるべきであるが、 多くの製造業者は自ら安全試験を行なっている。 主電源フィルタ放電抵抗の必要な頑丈さ (そして規格への適合性) は、 時に見落とされるポイントのようである。
[14] Keith Armstrong's earlier articles are available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[15] Textbooks by Keith Armstrong and others are available from http://www.emcacademy.org/books.asp
[37] "EMC for Printed Circuit Boards - Basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Armstrong/Nutwood UK 2010, ISBN: 978-0-9555118-5-1, from http://www.emcacademy.org/books.asp (note, this is the same text as the 2007 edition, ISBN: 978-0-9555118-0-6 or 978-0-9555118-1-3, repackaged in a different style of book).
[42] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 94, May 2011, pp 39-50, available from the archives at http://www.theemcjournal.com
[68] "Good EMC engineering practices in the design and construction of industrial cabinets", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase. (Applicable to any metal box that contains two or more electronic units interconnected by wires or cables, not just industrial cabinets, but also, for example: some domestic appliances; some IT and telecomm's equipment; and most road, rail, aerospace and marine vehicles.)
[69] "Good EMC engineering practices in the design and construction of fixed installation", Keith Armstrong, published by REO (UK) Ltd, free download from: http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[70] "EMC for Systems and Installations", Tim Williams and Keith Armstrong, Newnes 2000, ISBN: 0-7506-4167-3, http://www.bh.com/newnes, RS Components part number: 377-6463
[71] "EMC for Product Designers, 4th Edition", Tim Williams, Newnes 2007, ISBN 0-7506-8170-5
[72] "EMC Design of High-Frequency Power `Switchers' and `Choppers'
- Suppressing RF emissions from converter inputs and outputs",
Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 98, January 2012, pages 27-38,
available from the archives at http://www.theemcjournal.com
翻訳: 高周波パワー「スイッチャ」と「チョッパ」の EMC 設計
[73] "RLC Circuit", http://en.wikipedia.org/wiki/RLC_circuit
[74] CISPR 17 Ed.2:2011, "Methods of measurement of the suppression characteristics of passive EMC filtering devices"
[75] ITER, http://www.iter.org
[76] "System Oscillations From Negative Input Resistance at Power Input Port of Switching-Mode Regulator, Amplifier, DC/DC converter, or AC/DC Converter", Sokal, N.O., IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC) 1973 Record, pp. 138-140
[77] BS7671:2008 incorporating Amendments No 1:2011, "Requirements for Electrical Installations, IET Wiring Regulations Seventeenth Edition", ISBN: 978-1-84919-269-9
[78] "EMC Performance of Drive Application Under Real Load Condition", F Beck and J Sroka, Schaffner Application Note 11 March 1999; EMC Zurich 2001; Power Quality magazine June 2001.
[79] "Handbook on EN 6000-4-5, Testing and measurement techniques - Surge immunity test", Keith Armstrong, REO (UK) Ltd, free download from http://www.reo.co.uk/knowledgebase
[80] "Effect of Surge Voltage Risetime on the Insulation of Low Voltage Machines Fed by PWM Converters", Gary Skibinski et al, IEEE Transactions on Industry Applications, Jul/Aug 1998, Volume: 34 Issue: 4, pp 766 - 775, ISSN: 0093-9994, available from: http://www.ab.com/support/abdrives/documentation/techpapers/ieee/05_7.pdf
[81] "Interaction of Drive Modulation & Cable Parameters on AC Motor Transients", Gary Skibinski et al, IEEE Transactions on Industry Applications, May/Jun 1997, Volume: 33 Issue: 3, pp 722 - 731, ISSN: 0093-9994, available from: http://ieeexplore.ieee.org
[82] "Part 4: Output Issues with VFDs", Siemens, http://northerncanada.ieee.ca/ias-pes/Events/2006_03_16/Presentation.pdf
[83] "Sinus Filter Plus ++(R), Output filter for common-mode high-frequency interference)" from http://www.reo.co.uk/files/cnw961_td_1.pdf
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2012-05-03