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翻訳: T.Sato
最も初期の報告 (ERA/RFI による; [2]) は、他の点とともに その Ethernet データ・ポート・エミッションが Class B 限度を 9.6dB 超えることを指摘し、 それらの PLA が「EMC 指令の必須要求に適合していない」と結論した。 Ofcom が公開した BT の説明 [5] では、その 9.6dB の値は、 BT がそのために行なった他の測定からして「無効であると思われる」と結論されていた。
高名な試験所； 政治色の強い状況； 大きくばらついた結果； 何が起きているのか？ この記事は、 特に主電源接続と他の１つのインターフェース・ケーブルを持つ小さいアイテムに関して、 EMC 規格のいくつかの側面に関係して技術的な分析を試みる。
ERA は実際の試験作業を RFI Global に委託し、 彼らの報告書 [3] を ERA 報告の付録として含めた。 ERA も RFI も、そのデータ・ケーブルの試験で用いられた主電源ケーブルの 接続レイアウト、フィルタ、あるいは平衡を、規定も写真撮影もしていない。 これは、上記の試験所と依頼者のいずれも、 試験の時点ではそれが下記のように重要かも知れないことに気付かなかったからかも知れない。
シールドなしケーブル上での測定は、結合/減結合回路網を用いて行なわれた。 その結果は 0.7dB のマージンでの合格であった。 (これは CISPR 16-4-2 によれば 3.6dB の測定不確かさ UCISPR の背景のもとで考慮されなければならない。) その報告はその規格の最新版での規定よりも小さい平衡度の ISN の使用に言及している: 前者はより大きな合格マージンをもたらしたかも知れない。
シールドされたデータ・ケーブルでの測定は、 平均値限度に対して 7.2dB の良いマージンでの合格を示した。 これは同様の EUT 構成で 12.2dB の負のマージンでの ERA/RFI での不合格と対比できる。 これらの2つの測定値は 19.4dB 異なる。 何がこれを引き起こしたのか？
その伝導性試験中の主電源ケーブルの終端は 2.2項と 2.3項の説明と図では明確ではないが、 Annex B の Photo 1 から、電源が LISN からのものであったのを見ることができる。 (LISN は後側にあり、短いケーブルで電源タップに接続され、それから グランドに対する自己容量が最小源であろう卓上の EUT にさらに短いケーブルで接続されている。) これは、実質的には、グランドからそれぞれのワイヤへの 50Ω のインピーダンスを持つ、 良く平衡した主電源回路網である。
2つの試験所でのデータ・ケーブル測定値の差が、 主電源ケーブルのセットアップのこの違いに帰着させられるだろうか？
勿論、その二重機能の主電源ポートは コモン・モード電力の発射を最小限とするように設計されているが、 その外部負荷のいかなる不平衡もそこにコモン・モード電圧を生じ、 主電源から PLA に戻る結果的な電流はデータ・ケーブルを介して PLA から出なければならない。 これが試験結果の不一致の根本原因と思われる。 そのメカニズムは Figure 1 の基本回路で分析されている。
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| Figure 1:
1台の電力線アダプタを終端の例と共に示す。
明確化のため、試験対象の PLA を動作させるために必要な
2組目の Ethernet ケーブルと2台目の PLA はここでは省略する。 |
ここで右側の2つの 50Ω抵抗で示されている電源インピーダンス安定化回路網 (LISN) の場合のように、 ライブとニュートラルのそれぞれからグランドへの主電源信号源インピーダンスが等しい限り、 PLA データ・トランスのセンター・タップのグランドに対する電源線データ電圧はなく、 従ってこの信号で左側の Ethernet ケーブルに結合するものはほとんどないことがわかる。 だが、例えばニュートラル側のインピーダンスがゼロの場合、 電源線データ電圧の半分が電力線アダプタにコモン・モード電圧として戻り、 データ・トランスのセンター・タップに現れる。 それはそこから、電力線データ・トランスの巻線間容量、ローカルなゼロ・ボルト・バス、 そして Ethernet トランスの静電容量の直列インピーダンスを介して Ethernet ケーブルに結合するだろう。 ローカルな電源回路を介した並列の結合経路もあるだろう。 この電力線データ電圧は EMC の観点では非常に大きいので、 この結合の影響は潜在的に非常に厳しいものである。 一方、もし試験が良く平衡した主電源網を用いてセットアップされたならば、 Ethernet ポート試験は Ethernet 回路自身の内在的な不平衡に伴うエミッションを 「見る」だけとなろう。
この理論的な分析の検証のため、その PLA のペアに対して、 EN 55022試験セットアップを用いて、だが様々な電源インピーダンス条件での 試験が行なわれた。 その結果を以下に示す：
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| Table 1: 異なる主電源終端条件でのシールドなしデータ・ケーブル上のエミッション |
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| Figure 2:
CISPR 16 LISN で主電源ケーブルが平衡させられた状態 (黒のプロット) と、
同一の LISN の 50μH ニュートラル線インダクタを短絡することで不平衡とさせられた状態 (緑のプロット)
での、Powergrid 9020 電力線アダプタからのピーク伝導性データ・ケーブル・エミッション。
データは Blackwood 報告書 R11-2233A からのもので、彼らの許可のもとに出版された。 |
これらのプロットの顕著な特徴は、 緑 (不平衡) のプロットで示される振幅の増加 ――典型的には 10dB―― である。 この増加は特徴的な PLT スペクトラムと一致し、 2MHz から始まり、アマチュア・バンドのノッチを持つ。 この影響は 10MHz 以上ではそれほど目立たなくなる。 おそらくこれは、EUT のデータ送信回路からの本物のエミッションによるいくらかのマスキングと、 ケーブルと EUT のグランドへのシャント容量による主電源から反射する干渉の減衰の増加の 双方に起因するものだろう。 反射する主電源エミッションに対する EUT から CDN までの総経路長が 主電源ケーブル長の2倍にデータ・ケーブル長を加えたもの ――このセットアップでは合計 5.5m―― であることから、そのような減衰が予期される。
[5] が ERA/RFI の結果について言うように、 「試験は、電力線信号の Ethernet ケーブルへの相当の結合があり、 従って結果の正確さに影響したことを示唆する。」
だが、この文脈での「正確さ」とは何を意味するのだろうか？ この試験が模擬しようとしているのは何だろうか？
戦略的な回答は、勿論、規格は試験の費用や試験の再現性を過度に損なうことなしに 可能な限り現実の動作条件を代表すべきである、というものである。 良く平衡した主電源構成は最小の Ethernet ケーブル・エミッションを与えるかも知れないが、 現実を代表するものではないことは明らかである。 これは BTVision 設備が電話引き込み線からの顕著な HF エミッションで 特徴付けられるという一般的な観察によって、そして UK では多くの設備でニュートラル導体をしっかりとグランドしているという事実によって支持される。 CISPR 22 (EN 55022) の要求は全く不明確である。 一方、第8章は、「... EUT は典型的な応用と一致するような形で 構成、設置、配置、そして動作させられなければならない。 ... 使用されるいかなるシミュレータも、インターフェースする ITE の電気的特性、 特に RF 信号とインピーダンスを適切に代表することが重要である」と言明する。 ([6] は関係する文脈でこれを議論する。) CISPR 16-2-2 は同様のことを 6.3.5節で説く: 「EUT は最大の妨害を発生する実際的な条件で動作させられなければならない。」
一方、CISPR 22 の Figure 4 の試験レイアウトは主電源が LISN を介して給電されることを示す。
これらは、ディファレンシャル・モードからコモン・モードへの変換が 主電源網に生得的なものであることを、そしてこのエミッションが EUT に、 そしてそれを通って EUT の他のケーブルへと戻ることを認識しているようには見えない。
エミッション規格は EUT の主電源のインピーダンス平衡の規定を欠いている。 この可能性は CISPR 16-4-2 の第4章では述べられていない。 PLT デバイスとその非常に高いディファレンシャル・モード・エミッションがもたらされるまでは 問題は明白ではなかったが、その影響は 伝導性エミッションと放射性エミッションの試験の測定不確かさに常に寄与してきた筈である。
この記事は 30MHz 以下の伝導性エミッションにおける問題に集中したが、 主電源のインピーダンスの平衡が 主電源ケーブルや EUT に接続されたその他のケーブルからのエミッションに影響するであろう、 より高い周波数の放射性エミッションの試験条件にも、ほぼ確実に同様の勧告を適用できよう。
上で述べられた作業は、問題が存在し、そして 放射性エミッション、そして主電源以外のポートの伝導性エミッションを決定する際に CISPR 16-1-2 の 4.3項と Figure 4 で述べられているような V-network LISN を ニュートラル導体を短絡して用いることを義務付けることでその問題を将来は避けることができる ――そして典型的な主電源配電インピーダンスを再現可能かつ代表的な形で模擬できる―― ことを確認する。 この実現について、測定用受信器出力に内部減衰器を持たない LISN においては、 「N」出力を選択して測定用受信器出力接続を短絡で置き換えることで 同じ効果を外部的に達成できることに留意されたい。 これは LISN を封印されたままとし、校正の有効性を損なわないであろう。 勿論、この変更された LISN は、 それがグランド・プレーンへの低インダクタンス接続を備え、 また EUT への標準化されたケーブル長を持つ場合にのみ、 所望の再現可能な不平衡をより高い周波数で与える。
我々の主題 ――EMC 試験は常に現実的な主電源インピーダンスと平衡で行なうべきである―― は、現在 CISPR で策定されている CDNE の設計と適用にも関係する。 CISPR/A/944CD [7] とそれに関係する UK のコメントを参照されたい。
そのようなアクションは、現在の CENELEC PLT ドラフト FprEN 50561-1 とその子孫の改訂、 CISPR 16-4-2 の改訂、そして CISPR 22 の解釈文書を必要とする。
[2] The ERA-RFI report 2008-0578 is accessible within the "Associated Documentation" folder of [1]
[3] The RFI Global test report RFI/EMC2/RP73935JD01A is accessible within the "Associated Documentation" folder of [1]
[4] The Blackwood test report R09-1551A is accessible within the "Associated Documentation" folder of [1]
[5] "EMC compliance of Comtrend PG902" Trevor Morsman, presentation BT-PG902 is accessible within the "Associated Documentation" folder of [1]
[6] "The trouble with Wall-Warts" Tim Williams, The EMC Journal, Issue 58, May 2005
[7] "Introduction of the CDNE for emission measurement" CISPR/A/944CD, April 2011, BSI private circulation GEL/210/12_11_0039.
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2011-11-27