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ウォーター・ベッドと水漏れするバケツ

by Tim Williams, Elmac Services

翻訳: T.Sato

要約

クロック高調波放射性エミッションに関して、 EMC 対策手段が意図されたものと逆の効果を持つ、普通の状況が述べられる。

この矛盾した効果について、2つの機構が提示される： 発生源の回路やデバイスの高調波構造の変化、 そして製品内の複数の発生源構造からのフィールドの位相相殺。 単純な放射デバイスの測定結果が回路波形のフーリエ変換と 等価アンテナ構造のモデル化されたフィールド・パターンに対応するのを見ることができる。

I. はじめに

新製品の放射性エミッションが試験される際に最も良く出会う現象は、 「ウォーター・ベッド」効果として知られるようになっているものである。 この効果の最も典型的な例は、特定のクロック発生源からの一連の高調波が測定され、 その高調波エミッションのいくつかが該当する限度を超える時である。 この超過の低減のため、様々な対策テクニック ――フィルタ、シールド、回路や接地構造の変更―― が試みられるが、いずれの場合も、 １つのエミッション周波数を低下させる変更は別の高調波を限度を超えて飛び出させるだけとなる。 それは、あたかもその高調波構造がウォーター・ベッドの上に座っているかのようである： 一箇所を押し下げることは、他の箇所を持ち上げる結果となるだけである。 アジマス・スキャンが繰り返される時、 往々にして、エミッション・レベルはある方向で低下するが他の箇所で増加する。 何が起きており、それに対して何をすることができるだろうか？

II. 発生源のデバイスの高調波構造

この効果の説明のために、2つの機構を考えることができる。 最初のものは回路内の発生源に関係し、その放射を考慮しない。 単一周波数クロックの高調波構造は、波形の細部、特に立ち上がり/立ち下がり時間に依存し、 これは、電源電圧や動作温度の変動とともに、 負荷回路とそれに関係する寄生成分の高周波数インピーダンスによって変化する。 これらのいずれかの変更は、その高調波の相対的な振幅に影響するであろう； 一部は低下するが、一部は増加するだろう。 例えば、クロック・ドライバを直列インピーダンスで装荷することは、 通常は高次の高調波の振幅を低減するであろうが、 負荷の変化に伴って、低次のそれを増加させ得る。 さらに、その結合は実際には信号回路からではなく関係する接地／電源レール電流からかも知れない。 この場合、回路変更は電源電流高調波の構造に関係するだけではなく、 例えばデカップリングの配置や電流経路の引き直しも伴い得る。

A. 単純な放射器の調査

Figure 1
Figure 1: 試験品の単純化された回路図
Figure 2
Figure 2: 74HC244 の高調波構造の変化
Figure 3
Figure 3: グランド・バウンス
この効果の調査のため、74HC244 トライステート・バッファ・デバイスを駆動する 40MHz クロック発振器から成る回路が組み立てられた。 バッファは、スペクトラム・アナライザに直接、あるいはリボン・ケーブルに接続できる； その出力は、高インピーダンス、オンでスタティック、そしてオンでクロック信号での駆動を選択できる。 クロック発生源は常にアクティブで、バッファの入力を駆動する。 その回路図を Figure 1 に示す。

その 40MHz クロックが回路とケーブルの双方から放射されるように、 その回路の PCB レイアウトは RF の観点で良くないものとなるように故意に設計された。 Figure 2 は、アナライザがバッファ出力に抵抗性アッテネータを介して接続された時の、 高調波のスペクトラム・プロファイルを示す。

それらの3つの条件は： (A) デバイス双方の出力がディセーブルされる、 (B) 出力1がオンでドライブされるが恒久的にハイ、 (C) 出力2がクロックでドライブされる。 (A) と (B) のいずれのケースも、 クロックはアナライザに直接現れるようには意図されておらず、 その測定結果はデバイスの出力ピンと 0V レールとのあいだに生じた浮遊レベルのものである。 これらのレベルは、パッケージ接続のインピーダンスとともに、 その PCB レイアウトの低い品質を反映する ―― 本質的には、それは、一部は IC のリード上に、一部は PCB トラック上に生じる、 「グランド・バウンス」、もしくは回路の同時スイッチング・ノイズの尺度である [1][2]。 (実際の PCB レイアウトはこれほど悪くないことが望まれるが、 経験はそれが依然として存在することを示す。)

この測定結果から、異なるドライブ条件に伴う変化が矛盾しているのを見ることができる： ほとんどの場合、出力はクロックがアクティブにドライブされている時に最大となるが、 出力がトライステート状態とハイにドライブされている時とでは一貫していない。 300MHz 以下の低次の高調波については、その変化は予期される通りである。 そのレベルはクロックが出力をドライブしている時に最大で、 トライステート状態は通常は最低のレベルを持つ。 だが、480MHz と 520MHz においては、 最低のレベルは出力がクロック信号でドライブされている時である。

その測定は、74HC244 の出力ピンと 0V レールのあいだに接続された 10dB アッテネータを通して行なわれている。 だが、故意に良くないものとされた PCB レイアウトのため、 そしてデバイスが DIL パッケージのものでソケットに挿されているという事実のため、 デバイスの 0V 端子と回路の他の部分の 0V とのあいだの共通インピーダンスとして現れる 10nH 程度の余分なインダクタンスがある。 デバイスの一部の入力には常にクロック信号が存在しているので、 これはデバイスがクロックで出力をドライブしていない時でも内部クロック電流のいくらかを通す。 さらに、良くない PCB レイアウトは、クロック発振器のデカップリングなど、 回路の他の箇所で生じた 40MHz の電流が、 測定された出力に加えられるグランド電圧降下を生じさせられるようにする (Figure 3)。

これらのインダクタンスの両端に生じた電圧 (グランド・バウンス電圧) はその出力に送られ、 その波形はデバイスの内部状態 (トライステートかドライブか) によって変化する [3]。

B. 駆動波形のフーリエ解析

Figure 4
Figure 4: 出力 X での 40MHz 波形
Figure 5
Figure 5: それらの 40MHz 波形の FFT
フーリエ解析は、起こり得るグランド・バウンス波形のごく小さい変動でさえも、 Figure 2 で着目した種類の影響を与え得ることを示す。 3つの出力状態での波形を Figure 4 に、それらの波形のフーリエ変換を Figure 5 に示す。 これらの点を、同じ回路ノードに対して、 だがスペクトラム・アナライザで行なわれた Figure 2 と比較すると、 最初の少数の高調波は実質的に同一であるが、高次は異なる結果を示す。 出力ドライブでの信号レベルが出力オフでのレベルを下回るポイントがあるが、 この場合はそれは11次高調波の 440MHz である。

12次と13次の高調波はアナライザで見たものとは大きく異なる。 これは高次高調波の振幅が、取り込まれた波形の小さい変動に対して敏感であることを示す。

この1つの信号が、その共振がおそらくは一部の周波数での放射を増大させる、 接続されたケーブルやシャーシ構造のような支配的な放射メカニズムをコモン・モードで駆動するならば、 グランド・バウンス波形を変化させる ――だがそれを低減するとは限らない―― デカップルやフィルタの変更は今度は放射プロファイルの変化を引き起こすであろう。

上で見たように、高調波構造の位相相殺効果のため、 これらの変動は、意図され、予期されたエミッション・レベルの改善と矛盾するかも知れない。

III. 複数の発生源構造からの位相加算

認識すべき第2の要素は、ある放射源 ――例えば特定のシステム・クロックとその高調波―― は、 ほぼ確実に一点から放射しているのではないことである。 そうではなく、それは製品内の1つ以上の PCB に分布する信号を駆動し、 これは1つ以上のケーブルへの差動やコモン・モードの電流のいずれかを駆動し得る。

周波数と、PCB とケーブルの寸法とに依存して、 異なる高調波成分に対する支配的な放射構造は変化し得る； そして、実際には、 製品のいくつかの部分が遠方界エミッション・プロファイルに多かれ少なかれ同等に寄与し、 圧倒的に支配的な構造はないかも知れない。 近傍界プローブによるチェックが遠方界測定を適切に代表させられないのは、 この理由のためである。

Figure 6
Figure 6: ケーブルあり、及びなしでの放射性エミッション
Figure 7
Figure 7: ケーブルあり、フェライトありとなしでの放射性エミッション
この状況では、寄与している構造によって放射されるフィールドの相対的な位相が重要となり得る。 もし1つの寄与が支配的 ――例えば他の全てよりも 6〜10dB 以上高い―― となるならば、 異なる寄与のあいだの位相変化はほとんど無関係となるであろう。 これらの値が何であれ、そしてそれらは変化するものの、 結果に数 dB の差を生じるだけであろう。 だが、複数の寄与からの放射効率が同等であれば、 位相相殺が生じる時にはエミッション・プロファイルの顕著なノッチが生じ得る。 (この特性は勿論フェーズド・アレー・アンテナ [4] の設計の基礎であるが、 EMC 分野の製品設計者はそれを認識していないことがある。) 上で述べた試験対象品もこの効果の実証に用いることができる。 150〜650MHz の周波数範囲にわたる、 3m の距離での放射性エミッションの測定結果を、Figure 6 に示す。 異なるマーカーが、クロック信号で駆動された、また 駆動されておらず高インピーダンスとなるようにディセーブルされた出力でのエミッションを示す。 塗りつぶされたマーカーは長さ 1m のリボン・ケーブルが所定のコネクタに挿された時の、 塗りつぶされていないマーカーはケーブルがない時の値を示す。 セットアップは水平偏波で、ケーブルとユニットは測定用アンテナと同一の面内に置かれ、 この構成は最大のエミッションを生じることが予期された。

伝統的な知恵はケーブルが接続されている時にエミッションが上がることを予期し、 実際にこれは 250MHz 以下の低い周波数で起きている。 だが、他の周波数では逆のことが起きる； これは 320MHz と 560MHz で特に明らかであるが、他の周波数でもある程度見ることができる。 これらの周波数において、 典型的なアドバイスとなるようにフェライト・スリーブの追加によって ケーブルのエミッションが減衰させられたならば、 総エミッションは低下するのではなく増加するであろう。 これを検証するため、ケーブルを外す代わりに、 コネクタ側の2つの直列のフェライトで部分的にデカップルした (Steward part no 28R1101-000)。 その結果を Figure 7 に示す。

これは、Figure 3 のケーブルを外した時と非常に似ているが、勿論同一ではない結果を示す。 ここでも、320MHz と 560MHz での結果は予期されるものとは逆転している。 300MHz よりも上の他のほとんどの周波数では、 そのレベルはケーブルを外した場合と等価である。 160MHz と 200MHz では、フェライトがあまり効果的でなくなり、 これらの周波数においてケーブル・インピーダンスが フェライト・インピーダンスと比較して高くなる ――半波長の開放端ケーブルで予期されるかも知れないように―― ことを示唆する。

A. 影響のモデル化

Figure 8
Figure 8: Figure 1 の回路の構造モデル
その PCB とケーブルのアセンブリ全体は、その主な特徴をモデル化し、 そのモデルを用いて同様の影響を実証するのに充分に単純である。 その PCB は細いトラックを持つ片面のものであり、 これはエミッションを高くするだけではなく、 接続されたケーブルとともにワイヤ構造によって代表させられるようにもする。 そのモデルを作るために、Figure 1 の回路図は2つの発生源まで減らされた； 1つは、純粋に容量性であると仮定された 74HC244 バッファの入力への PCB 上のループを回る信号を駆動する 40MHz 発振器を代表する。 もう1つは、ケーブルが接続されるかも知れないコネクタ・ピンを駆動するバッファの出力を代表する。 これらの2つの発生源は勿論同一の周波数と位相関係を持つであろうし、 双方が CMOS 出力レベルのデバイスであるので、 そのモデルにおいては同一の振幅を持つとみなすことができる。 結果的なモデルの単純な図を Figure 8 に示し、 これから総放射フィールドは3つの成分の組み合わせによるものとなるであろうことが明らかとなる：

そして、NEC [5] のようなアンテナをモデル化するプログラムの入力として、 信号源と負荷とともにそのワイヤ構造を用いることができる。

このアプローチのひとつの魅力は、 NEC は駆動している信号源とセグメント間の相互結合の双方の結果としての それぞれのワイヤ・セグメントの電流を計算し、 従ってこの相互結合によって引き起こされたインピーダンス変化が考慮されることである。 この議論の上では、放射フィールドの絶対値にではなく、 構造の放射効率の周波数による差に、 そして特にケーブルの追加や除去によってその構造が変動した時に これがどのように変化するかに関心がある。

遠方界パターンの結果を Figure 9 に示す。 これは、その測定における受信アンテナの方向に対応する垂直面内での、 3つのスポット周波数における計算された遠方界分布を与える。 3つの周波数は、160MHz、320MHz、及び 480MHz であり、 パターンはケーブルに対応するワイヤ構造がある場合とない場合の2つの場合について示されている。

その最も目立つ特徴は、320MHz における、 ケーブルがある場合とない場合のプロットのあいだの顕著な差である。

Figure 9
Figure 9: 3つの周波数における、ケーブルありとなしでの垂直面内での計算された遠方界パターン

その遠方界パターンは、ケーブルが付けられた時に測定の方向で 10dB 程度低下するが、 これは他の周波数では生じない。 ケーブルがない場合、ループが支配的な放射源である時に、 考慮されている寸法の小さいループから予期するかも知れないように、 そのパターンはおおむね指向性を持たない。 だが、長いケーブルに接続された第2の発生源を加えた時、 位相効果とそれに伴う指向性と測定の方向でのエミッションの低下が、 特定の周波数で顕著となる。

この現象は、なぜ特定の周波数におけるある方向でのエミッションの低下が 他の方向での対応する増加によって否定され得るかも説明するであろう。 放射構造全体の中での電流の流れの変化は、 総放射エネルギーを低下させることなく、単に構造の指向性応答を変化させる。

IV. 議論: 水漏れするバケツ

上記の2つのメカニズム (フーリエ・スペクトラムの高調波位相効果、 そして異なる周波数でのアンテナ・パターン位相効果) は、 それらが別個のもので無関係であるかのように議論されてきた。 実際には、それらは一緒に働き、さらに一方が他方に影響する。 アンテナ構造の変化は発生源の出力負荷を変え、 これは特に高次のフーリエ・スペクトラムの高調波分布を変える。 例えば、NEC モデルの結果は、出力が駆動された時の、 Figures 6 と Figures 7 の 160MHz での異常に低い測定レベルを予測しない。 そのモデル化は、 ある固定された振幅の高調波スペクトラムで高調波間に位相差がない場合について、 構造的な変化のアンテナ・パターンへの影響を示すが、 エミッション・レベルの適切なモデル化のためには、 それぞれの周波数について高調波の振幅と位相を個別に NEC モデル内で再現し、 負荷の影響が正しく複製されるまで繰り返すことが必要となるだろう。 これは可能ではあるが、ここで述べた試験対象品のような単純なデバイスについてさえも、 関係する労力は過大なものとなろう。

この帰結のひとつは、EMC 対策において、しばしば誘惑されるように、 特定の修正を再び試す必要がないという意味で 「それは試したがうまくいかなかった」と言うことは決して適切ではないということである。 対策手段の物理学を念頭に置くことが常に必要である； もしそれがある状況でうまくいかなかったならば、それは有用な診断情報である； そして、もしその物理的基礎が健全であれば、 それは他の変更が行なわれた後ではうまくいくかも知れない。

エミッション対策の一般的な良いアナロジーは、 様々な大きさの穴の開いた古いバケツかも知れない [6]。 水は全ての穴を通って漏れるであろう。 小さい穴を塞いで大きいものをそのままとしたならば、 漏れの速度の違いには気付かないであろう； だが、大きい穴を直した後であれば、小さいものに取り組む価値があるであろう。 だが、放射性エミッションについては、落とし穴がある。 上で述べた位相効果のため、2つの穴が同程度の大きさであれば、 その一方を止めてバケツ全体からの漏れを増加させることがあり得る。 それを農夫に説明してみて欲しい！ (一方の穴から他方に漏れて戻ると言うことができるかも知れないが、 それはアナロジーを拡大し過ぎている。)

V. まとめ

この議論の目的は、「ウォーター・ベッド効果」が、 完全に単純でないとしても予測可能な基礎を 回路と電磁気学の双方に持つことを示すことであった。 製品設計者は、エミッション対策のための広く推奨されている変更が 逆の効果を持つことに気付いた時、混乱し、失望する。 その信号の発生に関係する一般的な機構の理解は、これがなぜ起こり得るかを示すであろう： クロック・エミッションについて、その機構は、駆動発生源の高調波構造と、 同一の発生源から駆動される異なる放射構造からのエミッションの加算と相殺の双方の 位相効果に伴うものであり得る。

寄与する要因全てを正確に表現するための相当の努力なしには、 モデルは個々の対策手段の影響を予測できないであろう。 全ての駆動発生源の振幅を最小限に保つために、 特にひとたび作られたならば制御することが難しい グランド・バウンス・ノイズのレベルを最小限とするために、 設計を通じてグッド・プラクティスを実現することが常に必要である。

参考

[1] R. Senthinathan and J. L. Prince, "Simultaneous switching noise of CMOS devices and systems", Kluwer Academic Publishers, 1994

[2] P. Heydari, M. Pedram, "Ground bounce in digital VLSI circuits", IEEE Transactions on Very Large Scale Integration (VLSI) Systems, Volume 11 Issue 2 pp 180-193, July 2003

[3] A. Vaidyanath, B. Thoroddsen, J. L. Prince, "Effect of CMOS Driver Loading Conditions on Simultaneous Switching Noise", IEEE Trans. on Components, Packaging, and Manufacturing Technology-Part B, vol. 17, no, 4,pp.480- 485, Nov. 1994.

[4] C. A. Balanis (ed), Modern Antenna Handbook, Wiley 2008

[5] 4NEC2, Arie Voors, http://home.ict.nl/~arivoors

[6] This analogy was first proposed by Ulf Nilsson of EMC Services, Sweden, in 1990

Copyright (C) 2010 Nutwood UK Ltd.

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2010-10-17