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翻訳: T.Sato
だが、平衡していない「浮遊」結合は、差動の信号や電力の一部を、 それが望まれていないものであることから「ノイズ」と呼ぶ、同相 (CM) の電流や電圧に変換する。
[1] の第2部は、ケーブル内の導体がどのようにその浮遊成分をバランスさせ (例えばツイスト・ペアの使用により)、 あるいは閉じ込めようとする (例えばシールドの使用により) かを述べる。 [12] はプリント基板 (PCB) 上のトレースに対する同様のテクニックを述べる。
だが、完璧なものはなく、 従って行きの導体の経路によって引き起こされる浮遊電流／電圧と 戻りの導体の経路によって引き起こされる浮遊電流／電圧のあいだには常に差があり、 同相ノイズを生じる。
これらの偶発的な、非意図的な、だが実在していて常に存在する同相の電流と電圧も、 被害者の回路への「浮遊」結合を持つ。 これは差動／同相変換と呼ばれ、 全ての能動や受動の電子ハードウェアの特性の１つである。
同相は、ケーブル上に現れる時、時に「縦」と呼ばれる。 ケーブルが長くなると、それが運ぶ差動信号からより多くの同相成分が作られる。 通常、ケーブル製造業者は、ケーブルでの差動／同相変換を dB/m での不平衡減衰量 (LCL; longitudinal conversion loss) として規定する。 それは周波数によって変化し (一般に周波数が高くなると悪化する)、 従って特定のスポット周波数で、あるいは dB/m と周波数のグラフとして規定される。
LCL は、単に EMI の発生 (あるいは、差動／同相変換はいずれの方向にも働き、双方向の同相／差動変換を与えるので、 空中の電磁界からの EMI のピックアップ) に関係するだけではない。
同相ノイズへの変換による差動信号のエネルギーの喪失は信号の歪みを引き起こし ([17] の 4.1章と 4.2章を参照)、 信号を駄目にせずに運ぶことのできる距離を制限する。 例えば、Ethernet ケーブルの様々なカテゴリ (例えば Cat 5、5e、6、6a、7、7a など) のあいだの主な違いの1つは、高い周波数における LCL である。
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| Figure 30: 差動の所望の信号／電力と不要な同相で囲まれたループ |
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| Figure 31: 磁界同相結合の例 |
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| Figure 32: 同相電流によって引き起こされた浮遊容量結合の例 |
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| Figure 33: 差動／同相 (そして同相／差動) 変換の低減のための平衡相互接続の使用 |
思い出して欲しい ―― 4種類の「浮遊」結合は、共通インピーダンス、電界、磁界、そして電磁界であり (第2部 [17] の 5.1章から 5.4章を参照)、 それら全ては浮遊同相電流／電圧ノイズを浮遊差動電流／電圧と全く同様に結合させる。
Figure 31 は、行き／戻りの導体のペアと 何らかの近くの導体 (例えば壁、床、あるいは天井の金属構造) のあいだの 同相磁界結合の例を示す。
Figure 32 は同相の原因の例を示す。 ロジック信号からの浮遊容量 (電界結合) は、 近傍の導体全て、この場合は水道管に、浮遊 (同相) 電流を流させる。
同相成分の発生 (そしてそれに対する感受性) を低減する最良の方法は、 Figure 33 に示すような、「平衡」、あるいは「差動」通信を用いることである。 これは、浮遊結合が可能な限り相殺されることを確かとすることを助けるために、 対称な構成 (PCB レイアウトを含む) を、そして互いに逆となる信号／電力を用いる。
「平衡オーディオ」は、長いケーブルが用いられた時に マイクロホンやその他のオーディオ信号に侵入する電源周波数ハム雑音の低減のために、 数十年にわたって用いられてきた。 ハムは、接地構造の異なる箇所のあいだに 電源周波数の相当のレベルの電位差、及び／もしくは電流を生じさせる、 接地構造の共通インピーダンスを流れる浮遊電力線電流によって引き起こされる。
平衡オーディオ回路の同相／差動変換比 (同相信号除去比、CMRR と呼ばれる) は 50Hz では −100dB 程まで良いものとなり得るが、 そのような高レベルの平衡を (例えば) 10kHz まで維持することは非常に困難であり、 100kHz 以上ではほぼ不可能である。
近年、高速データ伝送のエミッションの低減 (そしてイミュニティの向上) のために、 LVDS (低電圧差動信号) が人気のあるテクニックとなっている。 その平衡が充分に高い周波数まで維持されていれば、 コストを要するシールド・ケーブルの必要性を避けることができる。
だが、現実の世界には完璧なものはなく、従って我々の最善の努力にもかかわらず、 許容差、半田付けのショック、温度係数、そして経時変化を考慮して設計したとしても、 依然として ZS− ≠ ZS+、 ZL− ≠ ZL+、 Cstray− ≠ Cstray+ であることに、 そして差動信号の位相や振幅が正確に平衡していることはなく、従って VS+ ≠ VS− であることに気付くことになる。
この不可避な帰結は、シングル・エンド信号を用いた時と比較すれば著しく低減され得るものの、 平衡相互接続テクニックを用いている時でさえも同相電流／電圧が生じるであろうことである。
シングル・エンド相互接続は、RF においては、コモン・モード・チョークの使用により、 非常に容易に平衡／差動相互接続として振る舞うようにできる。 それは有効な周波数範囲にわたり非絶縁の「バラン」 (平衡 - 不平衡変換器) として働くが、 私はコモン・モード・チョークを追加する ――PCB 上に半田付けし、あるいはケーブルやケーブルの束全体の周囲に取り付けて―― ことで多くの EMC 問題を解決してきた。
同相電圧は広い範囲にわたって現れる傾向があり、 同相電流は非常に大きいループを流れる傾向があるので、 同相信号は同じ振幅と周波数の差動信号よりも遥かに高いエミッションを引き起こし得る。 実際、差動から同相への偶発的な変換は、 往々にして 1〜1,000MHz での過剰なエミッションの主因である。
対応する、環境内の同相信号の電子回路内の差動雑音への変換 (例えば偶発的アンテナとして振る舞う導体による無線周波電磁界のピックアップに伴う) は、1〜1,000MHz での良くないイミュニティの主因である。
[13] の Appendix D の 460ページから、 小さいワイヤ・ループやモノポール (「小さい」は、<< λ/4 を意味する) は グランド・プレーン上、10m の距離 (典型的な CISPR 放射性エミッション試験法) において、 最悪条件で以下の電界強度を放射するであろうことがわかる：
差動電流に対して: E = 26.3・10−16 (f2・A・I) V/m
同相電流に対して： E = 1.26・10−7 (f・L・I) V/m
ここで、f は Hz での周波数、A は m2 でのループ面積、 L は m でのモノポールの長さ、そして I は A での差動や同相の電流である。
一般的な導体構造に対する他の単純化された式は、[17] の 4.5章を参照されたい。
典型的な値を用いた若干の計算は、 差動の式の 10−16 の係数のため、1GHz 以下の周波数における放射性エミッションは mA のオーダーの典型的な差動 (信号、電力) 電流よりも、 それが μA のオーダーであるとしても 同相電流によって引き起こされる方が普通であることをすぐに明らかにするであろう。
実際、１つの便利なガイドは、
製品に接続されただた１本のケーブル上の 5μA に過ぎない同相電流が、
100MHz 程度の周波数で CISPR 22 (= EN 55022) Class B 限度への不合格を引き起こすのに充分に、
また 15μA では Class A に不合格とさせるのに充分になり得るというものである。
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| Figure 34: EMC 試験室なしでの同相ノイズ・エミッションの素早いチェック |
勿論、現実においては保証されるものはなく、 時にはエミッション問題は同相雑音ではなく差動信号によって引き起こされる。 同相テクニックが働かない時、 過剰な放射性エミッションを差動抑制テクニックを用いて抑制しなければならない。
試験される周波数が 1GHz 以上まで高くなると、 上の差動の式の f2 の項は、その電流が同等である時でさえも、 同相雑音電流によって引き起こされるエミッションを 差動信号電流が超えるのが容易になることを意味する。
その代わりに対処しなければならないのは
差動電流 (所望の信号や電力) からのエミッションである時に
1GHz 以上でのエミッション問題全てを同相雑音抑制テクニックを用いて解決できると
人々が仮定するであろうという実際の危険があるほど、
1GHz 以下では数十年にわたる多くの経験が得られており、
教科書やこのような記事に書かれている。
警告はしておいた！
まず、以下の手段によって同相成分の発生を低減する：
次に： 結果的な同相電圧／電流の影響を低減する：
EMC 設計の鍵の１つは、電流が常に、最小の電界や磁界を放射する経路でもある、 最小のエネルギーを用いる経路を流れることである。 従って、その行きの経路の近くに同相の戻りの経路を設け、 同相電流のほとんどがこの経路を流れることを確かとすることを 低インピーダンス接続によって助けることにより、最小の浮遊結合を得る。
可搬型や手持ち型の機器は、上の「次に」の下に列挙したテクニックの恩恵を受けられない。 だが、一方、それらが多数の長いケーブルに接続されることは少なく、 従ってしばしば同相の戻りの経路を管理できる ――例えばケーブル・トレー ([18] 参照) を用いて―― 恒久的に設置された機器よりも、 その同相の発生は制限されている。
私は、機器の異なる部分の作業をしている異なるチームが RF 基準 (単にアースやグランドと呼び、混乱した) が何であるかの異なる見解を持ち、 従って大きな「内部 EMC」問題を生じたことから大きな遅れを生じた、 多くのプロジェクトを見てきた。
だが、いずれにしても、保護 (安全) 接地へのワイヤ接続は、 100kHz 以上の周波数では僅かな効果しか持たない：
では、何を RF 接地に用い、それへの接続をどのように行なうべきだろうか？
唯一の効果的な RF 接地は、「RF 基準」と呼ぶように学ぶべき、 EMC の達成のために管理する必要がある周波数範囲にわたって << 1Ω (望ましくは 10mΩ 以下で、下限はない) の低いインピーダンスを与えるものである。
RF 基準は、できる限り大きな高導電性の面 (すなわち金属) である。 それは、PCB の 0V プレーン、シャーシやフレーム、エンクロージャ、あるいは (100MHz 以下のためには) 部屋や建物の交差接続された金属構造のグリッドであるかも知れない。 RF 基準の面積が大きくなればより良くなり、寸法に上限はない。
また、効果的に使用できるためには、 RF 基準は「RF 接地」されるものの非常に近くになければならない： 関係する最大の周波数において << λ/10 (真空や空気で囲まれている時、<< 30/fmax に相当し、 MHz の fmax は間隔を m で、GHz は mm で与える)。
より近い間隔は、より良い： 関係する最大の周波数において << λ/100 (真空や空気で囲まれている時、<< 3/fmax)。
RF 基準面への RF 接地は、 より正確には (そして、より曖昧でない形では) 「RF 接続」と呼ばれる。 金属と金属の直接の接続は最良の RF 接続 (すなわち fmax までの最低のインピーダンス) を与える。
例えば金属製のフィルタ本体から RF 基準へのように、 2つの導電性の部分が単なる回路接続ではなく接続される時、 継目や接合部の周囲に沿って << λ/10 (真空や空気で囲まれている時、<< 30/fmax に相当) の間隔の複数の点での「RF 接続」があるべきである。 一点接続は働かず、 RF エネルギーはその代わりに単に浮遊容量や浮遊相互インダクタンスを通って流れ、 特定の周波数で共振してその部分の偶発的アンテナ効果を引き起こすであろう。
理想的には、複数の RF 接続の代わりに、接合部の全周にシーム熔接、 シーム半田付け、あるいは連続した導電性ガスケットを用いる。
金属の編組ストラップの使用は、 その長さと幅の比率が5以内である時は特に、神秘で覆われている。
それは、任意の周波数で良い接続を行なう筈であるように思えるほど 低いレジスタンスを明らかに持つが、残念ながらそうではない。 第1部 [8] で述べたように、 この宇宙に物理的に存在する全てのものはインダクタンスとキャパシタンスを持ち、 従ってそのレジスタンスが無視できるとしても RF においては顕著なインピーダンスを持ち得る。
実際、長さと幅の比率が5の編組ストラップの使用は、 50MHz 以下の周波数の短波通信に関係する、軍の非常に初期の 「EMC グッド・インストレーション・プラクティス」から来ているようである。
今日では、編組ストラップが高過ぎるインダクタンスを持つ、 少なくとも20倍高い周波数に対処しなければならない。
私は、船のデッキに長さ 9.5インチの編組ストラップ1本で接続された金属のキャビネットが、 デッキへの接続が全くない場合と比較して、 10MHz 程度までは低いエミッションを持ち、 20MHz 程度以上ではより高いエミッションを持つ、 1980年台に行なわれた試験の結果を見たことがある。
20MHz 前後で、キャビネットの浮遊容量はストラップの直列インダクタンスと共振し、 キャビネットをストラップがない時よりも効率的な偶発的アンテナとする。
だが、金属のキャビネットの周囲の << λ/10 毎の 長さ 150mm 以下の多数の幅広のストラップは、100MHz 程度まで、 金属のバックプレートへの RF 接続のために効果的で、 エミッションを低減したかも知れない。
[19] の Figure 3 と 4 は、長さ 300mm で幅 4mm の銅の PCB トレースの 銅の PCB プレーンへの 300mm 離れた接続への置き換えは、 50Hz におけるインピーダンスを 35mΩ から 0.8mΩ に低減し、43倍程度の改善、 あるいは 33dB 低い共通インピーダンス結合に伴う雑音レベルとなることを示す。 これは全面的に、プレーンがトレースよりも遥かに低いレジスタンスを持つためである (50Hz においてはインピーダンスの誘導性の成分は無視できる)。
数 kHz 以上の周波数においては、 導体のインピーダンスの誘導性の成分がレジスタンスよりも優位になり始め、 トレースとプレーンの差は DC におけるものよりもかなり大きくなるであろう。 周波数が高くなれば改善も大きくなり、 例えば、160MHz においては (表皮効果を考慮に入れて)、 300mm 離れたプレーン接続は長さ 300mm で幅 4mm のトレースよりも 70dB 程度低いインピーダンスを与える (3,000倍の改善)。
関係する最大の周波数で λ/10 (真空や空気の中では 30/fmax に相当する) よりも近い発生源や被害者の回路については、 高導電性の面に当たる電磁波はその面からの逆相の反射によって部分的に相殺される。
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| Figure 35: PCB トレースの下のプレーンのシールド効果 |
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| Figure 36: PCB トレースの下のプレーン内のリターン電流密度 |
近傍の回路に対するイメージ・プレーン効果は、100kHz 以上の周波数については、 リターン電流を主に導体の下を、その経路の非常に近くに沿って伝搬させる。
それがプレーンの近くに保たれる限り、この導体がどのように蛇行したとしても、 プレーン内のリターン電流はその非常に近くを流れる。 Figure 36 は、その上を引かれたトレース (端に断面が示されている) に対する、 PCB プレーン内のリターン電流の密度の例を示す。
既に学んだように ([17] の第5章)、 行きと戻りの電流経路が互いに近ければ最もコンパクトなフィールドが発生し、 従って被害者の回路に最も少ない電界、磁界、そして電磁界を結合させる。
導体の近くのプレーンを用いる時、自ずと最もコンパクトなフィールドを、 そして最小の浮遊結合を得る。 これは、なぜ近傍のプレーンがシールド効果を与えるかの、別の説明である。
従って、金属のプレーンは EMC のための強力なツールであり、 一部の IC や大半の PCB 内で用いられている。 大きなシステムは時にその代わりにメッシュを用いるが、 板金と異なり、それらはメッシュの寸法と関係する周波数まで有効なだけである (より小さいメッシュ寸法はより高い周波数まで有効)。
実際、その最大の有効周波数は、fmax = 100 / D
(fmax は MHz、D はメートルでの最大メッシュ寸法)
として概算できる。
従って、例えば対角 1m のメッシュは、100MHz までの RF エミッションとイミュニティの
ある程度の制御を与えることだろう。
100MHz においてはそのメッシュは非常に効果的というわけではなく、
10MHz ではそれよりもかなり良いであろうが、
少なくとも数 kHz 以上でのエミッションやイミュニティを全く制御できない
伝統的な「一点接地」法よりは非常に良いであろう。
ノイズ源は、集積回路 (IC) 内や電力用のトランジスタである。 偶発的アンテナは、その長さ、正確な組み立て条件、終端、引き回し、 ギャップ、そしてスロットに依存する共振周波数をその全てが持つ、 例えば IC のリードフレーム、PCB トレース、ワイヤとケーブル、 金属の箱などの、導体全てである。
EMC には多くの楽しめる点があり、その１つは、 コンポーネント、導体、パッケージ、箱、アセンブリ、設備などの 「偶発的アンテナ動作」を見付けることである。 例えば、ある放熱器は、最初の共振を GPS L1 周波数 (1.6GHz) に持ち、 50MHz クロックの 16次高調波に反応し、 近傍の GPS アンテナが衛星を全く「見る」ことができないほど 強いノイズを放射するかも知れない。
最近出会った例のひとつは、ガスと液体のポンピングのために 多数の可変速モータ・ドライブを用いていた設備におけるものである。
ドライブが生じるノイズ (電力スイッチング周波数の高調波) は、 特に 1MHz 前後の周波数 ――他の周波数よりも優に 20dB 悪く、測定に干渉していた―― で、 設備全体で見付けることができた。 その設備の金属構造は直径約 150m の環状のものであり、 全ての方向で 1MHz 前後で強い自己共振を与え、 これがドライバからのその周波数前後のノイズを選択的に増幅していた。
我々はしばしば偶発的アンテナ効果を単純な寸法から推定するが、 Doug Smith [20] は、 トラッキング・ジェネレータを備えたスペクトラム・アナライザを用いて 問題の物体に対して電流プローブのペアを用いる、 任意のものの共振周波数を見付ける非常に有用な手法を述べている。
可逆原理のため、それらの議論は、我々が RF エミッション、 及び／もしくは RF イミュニティを制御したい時に等しく有効である。
さて、通常はイミュニティのみに関係する、もういくつかのトピックについて議論しよう。
ラジオ受信機では、送信された無線波で運ばれた変調信号を得るために この整流特性が低域通過フィルタと組み合わされ、これは復調や検波と呼ばれる。 この場合、整流器が出力する DC 信号は変調に応じて変動し、 これは「ベースバンド」と呼ばれる。
この１つの帰結は、全てのトランジスタはその端子への侵入を許された無線信号を復調し、 まさに偶発的に同調したアンテナを持つラジオ受信機のように振る舞うであろうことである。
Figure 37 は、試験に合格するように修正する前の、 1,000MHz までの周波数で無線周波イミュニティ試験の 1kHz 変調を整流 (復調) する 「低速」オペアンプの例を示す。 これは、私が 90年台初期に行なった実際の製品試験からのものである。 その製品は、産業用キャビネット内の DIN レール取り付け用の、 シールドされていないプラスチックのボックスに入ったアナログ信号変換器であった。 内部的には、それは小さい PCB 上の LM324 クワッド・オペアンプに少し加えたものであった。 それには3本のケーブルが接続されていた： 全てが異なる長さの、DC 24V 電源、入力、及び出力。
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| Figure 37: 「低速」オペアンプでの復調 |
オーディオや低周波計装の設計者が、「非常に低速」なオペアンプを使っているので RF イミュニティ試験には反応しない筈だと言うのを聞くのはごく普通である。 彼らは、彼らの設計を RF 干渉から保護する手間をかけず、 またその試験を行なわないことの言い訳にこれを用いる。 90年台初期、LM324 の主な評判は、 1V/μs までのスルーレートと 1MHz までの GBW (ゲイン帯域幅積) を持つ、 入手可能な最も安価なクワッド・オペアンプだということであり、 それは間違いなく「低速」オペアンプである！
それでも、Figure 37 で示された試験では、 1,000MHz においては 500MHz におけるよりも2倍程効率的に復調している。
オペアンプのデータシートのデータはその線形な挙動についてのものであり、 非線型応答についてのものではなく、 Figure 37 で仕様を大幅に超える誤差を引き起こしたのはこれである。
LM324 のような安価で低性能のオペアンプでさえも、それに応じて 小さいコレクタ・ベース間やベース・エミッタ間キャパシタンスを持つ、 非常に小さいトランジスタを用いる。 その端子に数百 MHz が印加された時 (DC、入力、及び出力ケーブル、そして PCB と呼ぶ偶発的アンテナの働きによって)、 その非線型半導体接合が RF に曝されることを防ぐには小さ過ぎるキャパシタンスしかなく、 復調されてオペアンプの出力に誤差を生じる。
Figure 37 は、「RF を見るには低速過ぎる」オペアンプなどはなく、
その用途が何であれ、
全てのアナログ (そしてデジタル) 回路設計は RF 干渉に敏感であることを示す。
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| Figure 38: 全ての IC ピンは RF 復調に敏感である |
オペアンプの開ループ・ゲインが 0dB 以下となる数十 MHz 以上の周波数においては、 出力インピーダンスは典型的には 100Ω程度となり、 典型的なケーブルの同相インピーダンスと良いインピーダンス整合を持つ。 従って、そのような周波数においては、 偶発的アンテナとして振る舞うケーブルが拾い上げた RF ノイズは 帰還増幅器の出力に注ぎ込まれ、IC 内で出会うシリコン接合で復調される。
そして、オペアンプの電源電圧変動除去比は 120dB と規定されているかも知れないが、 それは 60Hz (アメリカの主電源周波数) で測定され、 典型的には 20dB/decade で低下して 1MHz 以上で 0dB 以下となる。 私が 1980年台に 初期のスイッチト・キャパシタ・フィルタ IC のいくつかに取り組んでいた時に気付いたように、 ある種のアナログ IC はどの周波数においても電源電圧変動除去を全く持たない。
良く設計されたデジタル回路は「ノイズ・マージン」 ――回路内のピーク・ノイズ・レベル (自らのデジタル動作によって生じる) は デバイスが信号が 1 か 0 であるかを決定する閾値よりも小さい―― を持つので、 干渉はデジタルよりも良く設計されたアナログ回路においてより大きな問題である。 誤ったロジック判定が生じるためには、 回路内のノイズに加わる外部 EMI はこのノイズ・マージンよりも大きくなければならない。
アナログ／デジタル変換器でも同様の問題となる ―― それは入力信号を 1LSB まで分解し、 従って LSB の半分以下の内部、あるいは背景ノイズ・レベルを持たなければならない。 だが、8ビット A/D 変換器でさえも 良く設計されたデジタル回路のノイズ・マージンよりも大幅に小さい LSB を持ち、 従ってアナログ回路は良く設計されたデジタル回路よりも常に敏感であると言うことができる。
デバイスがアナログであれデジタルであれ、RF が一旦パッケージ内に入れば、 浮遊容量を介してデバイス内の任意の／全ての半導体に結合し、整流され、増幅され得る。 整流の結果は、トランジスタの DC 動作点、DC バイアスの変動である。
RF のレベルの変調はトランジスタの DC バイアス点の変調を、
従って我々がベースバンド・ノイズ
(あるいは、ラジオ受信機では、復調もしくは検波) と呼ぶものを生じる。
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| Figure 39: ラジオ放送の RF 復調の例 |
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| Figure 40: ランダム RF 雑音の RF 復調の例 |
全てのスパーク ――スイッチやリレーの接点、サーモスタット、DC モータの整流子、 そして電車が用いる摺動子などでのスパーク―― は無線周波のノイズを発生する。 このノイズは、AC 主電源とその高調波の周波数に強い成分を持ち得るものの、 実質的にランダムに変調された RF である。 それがオペアンプに結合する時、スイッチ動作の結果は、 「ポン」、「プチ」、「ピシ」のように聞こえるかも知れない、 ランダム・ノイズのバーストとなる。 DC 整流子の場合、ノイズはモーターの速度が変わると変わる唸り音となる。 Figure 40 はこの状況を図示する。
RF 信号レベルが充分に高ければ、 トランジスタの DC バイアス点は数ミリボルト以上動き、 半導体のそれを通る所望の信号への作用を変え得る。 もし DC バイアスが RF ノイズ復調によって極度に動けば、 所望の信号はひどく歪み、あるいは全く増幅されないかも知れない。 これはデジタル・トランジスタにもアナログの場合とまさに同じ形で生じるが、 デジタル回路については異なる結果が生じる。
アナログ信号が EMI によって汚染されれば、戻す方法はない (信号がどのように見える筈であるかを「知って」いる複雑なデジタル処理なしでは)。 デジタル信号の振幅は常に最大 (1) かゼロ (0) で、 従って復調はそれに影響しないものと期待されるが、 勿論、充分に高レベルのノイズは、フルスケールではないが、 論理閾値を横切って「ビット反転」 ――1 であるべきものと誤って 0 と (あるいは 0 であるべきものを誤って 1 と) する―― を引き起こすのに充分な信号を生じる。
ソフトウェアは命令とその命令が作用するデータとから成り、 命令とデータの双方がメモリに保存されていて必要に応じてアクセスされる。 明らかに、「ビット反転」はデータを様々な程度に汚染し、 LSB のビット反転は比較的重大ではないとしても、 MSB で生じれば非常に重大なものとなるかも知れない。 従って、機械の目標速度のデータが汚染され、 必要であるものよりも若干速く、または遅くするかも知れず、あるいはより大きく、 時には完全に停止させ、または前向きや逆向きに全速で突進させるかも知れない。
ビット反転が命令に生じれば、それは損なわれ、 何もしない (おそらくはソフトウェア・プロセスを「ハング」させる)、 あるいは全く予期できない (だが常に望ましくない) ことをする、 ナンセンスな命令となるだろう。 それは、例えば、誤ったメモリ領域をアクセスさせ、誤った命令やデータをフェッチさせ、 何か強力なものを制御していれば望ましくなくおそらくは不幸な結果をもたらすかも知れない。
EMI によって引き起こされたビット反転の訂正を助けるソフトウェア・テクニックがあるが、 RF ノイズの充分に長いバーストや連続的な干渉は重要なデータや命令の遅れを長くし過ぎ、 おそらくはそのレートをゼロにまで落とし得るので、それだけでは完全な解決とはなり得ない。
EMC のためには、依然としてハードウェア・テクニックが必要である。
デジタル回路におけるもう１つの問題は、半導体内での RF ノイズの整流が論理閾値を変え、 デジタル信号やクロックのエッジのタイミング・ジッタを引き起こすことである。 タイミング・ジッタが所定のマージンを超える時、 デジタル処理は予期されるものと異なる動作をするであろう。
これはデータや命令のエラーではなく、基本動作でのエラーであり、 何が起き得るかを予測することは非常に難しい。
アナログ回路は干渉を受けたときに「優雅に駄目になる (fail gracefully)」傾向がある ―― より高いレベルの電磁妨害はより大きな信号の劣化を生じる。 これはある設計が現実の電磁妨害に曝された時の信頼性の予測を比較的容易にする。
だが、デジタル回路の RF イミュニティの試験における問題は、 あるレベルでは性能の劣化なしに合格するかも知れないとしても、 それが現実で出会うごく僅かに高いレベルの妨害が、動作の完全な障害、 あるいは何らかの極端な誤動作をもたらし得ることである。
York University は、
それが曝された RF 周波数相互変調 (7.3章参照) からのエミッションの測定により、
デジタル回路が誤動作にどの程度近付いているかを同定する方法を提案している [21]。
これは現実での動作の信頼性の自信を高めることを助け得る。
だが、非線型デバイス内に 2つ以上の RF 信号が同時に存在する時、 その和と差から、そしてその高調波の和と差から、新たな周波数が作られる。 信号の一方は回路が処理しようとしているもの、すなわち所望の信号であるかも知れないが、 他方はノイズであるかも知れず、あるいは双方の周波数がノイズかも知れない。
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| Figure 41: 半導体内での2つの周波数の相互変調の例 |
まず、整流によって生じたベースバンド・ノイズが2つの RF 信号の変調包絡線の和であることに気付く。 もし f1 が無変調搬送波であり、 f2 が例えば音楽の送信であったならば、 このベースバンド・ノイズは DC オフセットと音楽となるであろう。 もし f1 が音声の送信で f2 が音楽の送信であったならば、ベースバンド・ノイズは より小さい DC オフセットと音声と音楽が混ざったものとなるであろう。
次に、f1 と f2 の 2次高調波を それぞれ 800MHz と 1000MHz に見ることができ、 この図のスケールでは 3次、4次、5次などの高調波を見ることはできない。
3番目に、Figure 41 は「1次相互変調積」と呼ぶものを示す。 2つの周波数の差と和、f2 − f1 = 100MHz、 f2 + f1 = 900MHz に、その2つがある。
最後に、2次高調波それぞれと他の周波数全てのあいだに、「2次相互変調積」が見える。 これは5つある： 2f1 − f2 = 300MHz、 2f2 − f1 = 600MHz (2f1 + f2 = 1300MHz、 2f2 + f1 = 1400MHz、 及び 2f1 + 2f2 = 1800MHz は範囲外)。
この図には、3次相互変調積 (3f1 − 2f2、 3f1 − f2、 3f2 − 2f1、 3f2 − f1、 3f1 + 2f2、 3f1 + f2、 3f2 + 2f1、 3f2 + f1、 及び 3f2 + 3f1 の9個) や、 4次、5次、6次などの相互変調積は示されていない。
そして、上のものは元の周波数が2つだけの場合に過ぎない。
半導体内に同時に3つ以上の周波数が存在する時、本当に複雑なものとなり始める。
www.telecomengineering.com/software-download1.htm からのもののような
様々な相互変調積計算ソフトウェアが入手可能 (支払いに応じて) である。
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| Figure 42: EMI が干渉を生じる3つの方法 |
さて、復調と相互変調によって回路内でどのようにして新たな周波数が作られ、 現実の動作でイミュニティ問題を引き起こし得るかの例を議論できるようになった。
伝統的な RF イミュニティ試験は 150kHz から 1GHz の範囲にわたって 変調された単一の周波数を印加し、 例えば製品が 50〜200MHz にわたって敏感過ぎることを明らかにする。
20〜30dB 敏感過ぎることを見出すのは珍しくないだろう。
良き EMC 技術者として、 50〜200MHz の範囲にわたって有効なシールドとフィルタを取り付け、 その機器は試験に合格するようになった。 我々は背中を叩きあい、その製品は現実の動作で出会うであろうものを 優に超えたレベルの連続 RF イミュニティ試験に合格したので、 それは完全な耐性があり、その種の EMI による障害を生じないであろうと、 愚かにも想像した。 だが、それは誤りであろう。
製品が、場合によっては高価な無響試験室内で、ある EMC イミュニティ試験のセットに 現実で曝されるであろうよりも遥かに高いレベルでさえも合格したので、 それらの製品は全ての EMI に対して完全な耐性があると言うのを聞くのは、 全く珍しいことではない。 だが、彼らも誤っている。
製品が試験に合格させるために我々がシールドとフィルタを追加した時、 50MHz 以下や 200MHz 以上の周波数範囲で効果的となるようにしようとはしなかった。 我々皆が関心を持っていたのはその試験に合格させることであったので、 そうする意味はなく、いずれにしてもそれはより長い時間を要して、 必要であったよりも BOM (材料費) コストを増加させたことだろう。
だが、現実の電磁環境は一度にひとつの無線周波数だけから成るわけではない。 複数の無線周波数が同時に存在することはあり得るし、そうなっており、 それはひとうだけの周波数よりも典型的である。 例えば、FM ラジオで複数のチャネルを受信できるならば、 いくつかの無線周波数 (異なるチャネル) に一度に曝されている。 勿論、それらは通常は非常に高いレベルは持たないが、 都会のラジオやテレビの放送送信機に近い公道上では、 それぞれの送信周波数での 1V/m〜10V/m の範囲の電界も珍しくない。
RF エネルギーを人体組織、プラスチック、あるいは金属の加熱、 接着剤や塗装の乾燥、人の皮膚からの脱毛や疣の除去に用いている クリニック、総合病院、工場、あるいは美容室の近くでは、 多くの周波数が非常に高レベルで同時に存在し得る。 そして、CB 無線、(欧州では) 900MHz、1800MHz、そして 2100MHz の携帯電話、 そして 2.5GHz 「ISM バンド」の多数の周波数にわたって素早くホップする Wi-Fi と Bluetooth を含む、可搬型送信機の氾濫がある。
フィルタやシールドした帯域の外の周波数は製品に入り込んで半導体接合内で相互変調し、 非常に敏感な 50〜200MHz の範囲に新たな周波数を生じ、干渉を引き起こし得る。 その新たな周波数は我々がシールドとフィルタで保護した回路そのものの中で発生するので、 製品を 50〜200MHz で保護する努力は無効となる。
相互変調はどのような RF 電力レベルの単一周波数の試験でも発生させられず、 従ってそのような単純な試験への合格は任意の電子機器やソフトウェアの信頼性の誤った印象を与える。
勿論、これらの「単純」な単一周波数の RF イミュニティ試験は充分に長い時間を要し、 例えば、規定された周波数範囲を、1% 周波数ステップと、 製品が干渉を受けたかどうかを判断するための時間を設けるための それぞれの周波数について 3〜4秒の「ドウェル」でカバーするためには、 1時間程度を要する。 だが、さらに、考慮すべき水平と垂直の偏波、 そして少なくとも1つの他のアンテナ位置 (通常はあと3つ) があるので、 完全な試験には半日から一日を要するだろう。
現実に生じるかも知れない相互変調のシミュレートのために2つの周波数で試験するならば、 f1 を前と同様にその範囲内で 1% ステップで変化させ、 f1 のそれぞれのステップで f2 を全周波数範囲で 1% ステップで変化させ、 それぞれの f2 のステップで 3〜4秒ドウェルさせたいと思うことだろう。
その試験時間は、単一の周波数での試験の 1,000倍長い、 500〜1,000日のあいだとなることだろう。
特に安全クリティカルな応用で重要な、 電子機器を現実に合わせるためのこの問題への解決は、 イミュニティ試験のみに頼らないことである。 IET の機能安全のための EMC の 2008年版ガイド [22] はこの方法を述べ、 また使用できる設計テクニックを 26ページにわたって示している。 これは、高信頼システムやミッション・クリティカル・システム、 そして法定計量で用いられる電子機器の信頼性を向上させるために用いることもできる。
そして、ここでは EMC イミュニティ試験の話をしているものの、[23] は、 なぜ自動車産業の EMC 試験計画が相当の水準の安全の達成を確かとできないかの 多くの理由を述べており、相互変調はその１つに過ぎない。
他の産業 (例えば医療、鉄道、航空、軍事、機械、ロボット工学など) で働いている読者が この点で有利であると考えないように、 全く同じ議論が彼らの標準的な EMC イミュニティ試験計画に当て嵌まる ――[24] 参照―― ことを指摘しておくべきであろう。
[25] は、単にイミュニティ試験レベルを上げることが試験された電子機器の信頼性の確信を、 従ってそれが制御しているアプリケーションの安全性を増すことが何故できないかの、 多くの理由 ――相互変調だけではなく―― のいくつかを述べている。
通常のイミュニティ試験をさらに増加させたレベルで印加することが安全のために必要な全てであり、 より高い試験レベルは「安全余裕」と直接関係していると 世界のほとんどの EMC 試験技術者と試験所のマネージャが信じていることを、非常に興味深く思う。 [25] を書いている時、この仮定がおそらくは真であり得ないという いくつかの非常に単純で明白な理由を見つけ出すのに、半時間程を要しただけである。
だが、この記事は EMC の物理的基礎についてのものであり、
高信頼性を確かとするために充分なイミュニティ試験を行なうことが
不可能であることについてのものではないので、話を戻すことにしよう。
これらの偶発的無線チューナーは、幾千もの偶発的アンテナ ――PCB トレース、ワイヤ、そしてケーブルの全て―― に接続され、 近傍の金属構造 (例えば金属の箱のギャップやスロット) で作られた他の偶発的アンテナと結合する。
これらの偶発的アンテナは全て、その長さ、組み立て状態、終端、引き回し、 そして他の導体や材料との近さに依存する共振周波数を持つ。
偶発的スーパーヘトロダイン動作のもう１つの原因は、 特定の時に自己発振を生じる増幅器との相互変調によって 単一の RF ノイズ周波数が多数の新たな周波数を生じ得る、 帰還増幅器の不安定性である。
[2] "Robust Electronic Design Reference Book", John R Barnes, Kluwer Academic Publishers, 2004, Volume I, ISBN: 1-4020-7737-8. Volume II, ISBN 1-4020-7738-6
[3] www.rfcafe.com/references/electrical/skin_depth.htm
[4] "EMC for Product Designers, 4th edition", Tim Williams, Newnes, 2007, ISBN: 0-7506-8170-5
[5] "Introduction to Electromagnetic Compatibility, 2nd Edition", Clayton R Paul, Wiley-Interscience, January 2006, ISBN: 9780471758143
[6] "EMC Analysis Methods and Computational Models", F M Tesche, M V Ianoz and T Karlsson, Wiley 1997. ISBN: 0-471-15573-X
[7] Clemson University Vehicular Electronics EMC Laboratory: http://www.cvel.clemson.edu/emc/
[8] "The Physical Basis of EMC - Part 1", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 85, November 2009, pages 23 - 34, www.theemcjournal.com
[9] "The First 500 Banana Skins", Nutwood UK, October 2007, a compendium of anecdotes, reports, etc., on EMI incidents, from www.emcacademy.org/books.asp (or read on-line at www.theemcjournal.com). The Banana Skins column continues in the EMC Journal after number 500, read it at www.theemcjournal.com.
[10] Banana Skin No.555, "Urban Wi-Fi Interference", in this Issue of the EMC Journal (January/February 2010)
[11] CISPR: Comité Internationale Spéciale des Perturbations Radioélectriques, a branch of the IEC devoted to producing EMC test standards, usually (but not always) for emissions. CISPR emissions test standards and their limits are the basis for most of the emissions standards listed under the EMC Directive. http://en.wikipedia.org/wiki/Comit%C3%A9_International_Sp%C3%A9cial_des_Perturbations_Radio%C3%A9lectriques
[12] "EMC for Printed Circuit Boards - basic and advanced design and layout techniques", Keith Armstrong, Nutwood UK February 2007, ISBN: 978-0-9555118-1-3 (perfect bound) or 978-0-9555118-0-6 (spiral bound), www.emcacademy.org/books.asp
[13] "EMC for Product Designers, 4th Edition", Tim Williams, Newnes, 2007, ISBN: 0-7506-8170-5
[14] "Introduction to Electromagnetic Compatibility, 2nd Edition", Clayton R Paul, John Wiley & Sons, Inc., 2006, ISBN-13: 978-0-471-75500-5, ISBN-10: 0-471-75500-1
[15] "EMC Analysis Methods and Computational Models", Frederick M Tesche, Michel V Iaonoz and Torbjorn Karlssson, John Wiley & Sons, Inc., 1997, ISBN: 0-471-15573-X
[16] "Stop, Driver! The chip will take over now", Emma Smith Sunday Times (Ingear section) 17th May 2009. Describes a proposed car safety system that relies on Wi-Fi and GPS technology. Also see "Technology could stop speeding and crashes" at http://technology.timesonline.co.uk/tol/news/tech_and_web/article6294866.ece
[17] "The Physical Basis of EMC - Part 2", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 86, January 2010, pages 30 - 42, www.theemcjournal.com
[18] "Good EMC Engineering Practices in the Design and Construction of Fixed Installation", Keith Armstrong, REO UK Ltd, 2009, free download from www.reo.co.uk/knowledgebase
[19] "Designing I/Os so they will not suffer from `ground loop' currents in cable screens (shields)", Keith Armstrong, The EMC Journal, Issue 83, July 2009, pp 38-42
[20] "Measuring Structural Resonances", Doug Smith, "Technical Tidbit - June 2006", http://emcesd.com/tt2006/tt060306.htm
[21] Dr I D Flintoft, "Preliminary Investigation Into a Methodology for Assessing The Direct RF Susceptibility of Digital Hardware", Final Report for Radiocommunications Agency, Document number R/99/042, Project number 0921, York EMC Services, 12 May 1999, http://www.ofcom.org.uk/static/archive/ra/topics/research/topics/emc/r99042/r99042.pdf
[22] The IET, "EMC for Functional Safety", Edition 1, August 2008, www.theiet.org/factfiles/emc/index.cfm or www.emcacademy.org/books.asp
[23] Keith Armstrong: "EMC for the Functional Safety of Automobiles - Why EMC Testing is Insufficient, and What is Necessary", 2008 IEEE Int'l EMC Symp., Detroit, August 18-22, ISBN 978-1-4244-1699-8 (CD-ROM). Also: Conformity, February 2009, www.conformity.com/PDFs/0902/0902_F1.pdf
[24] Keith Armstrong, "Why EMC Immunity Testing is Inadequate for Functional Safety", 2004 IEEE Int'l EMC Symp., Santa Clara, August 9-13, ISBN 0-7803-8443-1, pp 145-149. Also: Conformity, March 2005, http://www.conformity.com/artman/publish/printer_227.shtml.
[25] Keith Armstrong, "Why Increasing Immunity Test Levels is Not Sufficient for High-Reliability and Critical Equipment", 2009 IEEE International EMC Symposium, Austin, TX, August 17-21, ISBN (CD-ROM): 978-1-4244-4285-0
[26] Keith Armstrong, "When the Going Gets Tough - Smarter Design Wins (if you think EMC is about complying with the Directive or FCC - think again!)", The EMC Journal, Issue 81, March 2009, pages 21 - 24, www.theemcjournal.com
[27] Keith Armstrong, "Getting What You Want", The EMC Journal, Issue 77, July 2008, pages 19 - 22, www.theemcjournal.com
[28] "Assessing EMC Environments", EMC Test Laboratories Association, Technical Guidance Note No.47, http://www.emctla.co.uk/Pages/TechGuideMain.html
[29] "Good EMC Engineering Practices in the Design and Construction of Fixed Installation", 2008, free download: www.reo.co.uk/knowledgebase
[30] Douglas C Smith and Mark Hogsett, "The EMI/ESD Environment of Large Server Installations", EOS/ESD Symposium 2001-385, www.esda.org
[31] Gunter Langer, "New Aspects of ESD Immunity", Interference Technology's EMC Test & Design Guide 2009, pages 72-76, www.interferencetechnology.com
[32] Keith Armstrong "Purchasing for Compliance and Reduced Financial Risk", Panel and System Building, January 2010, pages 6-7, Archived at: www.psbonthenet.net/company.aspx?CompanyID=12242
[33] "A Practical Guide for EN 61000-4-16, Common-Mode Disturbances in the Frequency Range 0Hz to 150kHz", free download: www.reo.co.uk/knowledgebase
[34] Guide on "Mains Harmonics", March 2007, free download: www.reo.co.uk/knowledgebase
[35] "A Practical Guide for EN 61000-4-13, Mains Harmonics and Interharmonics", free download: www.reo.co.uk/knowledgebase
[36] "A Practical Guide for EN 61000-4-29, DC Power Supply Voltage Dips, Short Interruptions and Variations", free download: www.reo.co.uk/knowledgebase
[37] Guide on "Mains Power Quality", August 2007, free download: www.reo.co.uk/knowledgebase
[38] Dr. William A. Radasky, "The Development of High-Power Electromagnetic (HPEM) Publications in the IEC: History and Current Status", IEEE EMC Society Newsletter, Issue No. 216, Winter 2008, www.ieee.org/organizations/pubs/newsletters/emcs/winter08/hpem.html
[39] Dr A. F. Anderson, "Reliability in Electromagnetic Systems: The Role of Electrical Contact Resistance in Maintaining Automobile Speed Control System Integrity", IET Colloquium on Reliability in Electromagnetic Systems, Paris, 24th May 2007. Conference Digest: PEZ07827 (07/11827), available from the IET as a CD-ROM, ISBN 978-0-86341-809-9, £35, www.theiet.org/publishing/conf-pubs/semdig07.cfm
[40] JESD78A "IC Latch-Up Test", published by JEDEC, February 2006
これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。
Last update: 2010-05-03