[ Home > 電気製品の EMC／安全適合性 > EMC+Compliance Journal より ]

本質的に良い平衡を持つ非侵襲的な結合／減結合回路網

by Ari Honkala & Rauno Repo, Nokia, Finland & Richard Marshall, Richard Marshall

要約

結合／減結合回路網 (CDN) は、これまで２つの欠点に煩わされてきた。まず、それはケーブルのそれぞれの芯線に接続されなければならない。これはそれらの芯線で運ばれる回路の機能を妨害し得る。２番目の欠点は最初のものの帰結である：異なった種類のケーブルは、それぞれ異なった CDN を必要とする。この記事は、その芯線への容量性結合を与えるために比較的長いシールド・ケーブルを用いる CDN について述べる。関連する誤差と適当な対処は、理論的に、また実験的に分析される。エミッション試験に関して CISPR 22 の、またイミュニティに関して IEC 61000-4-6 の要求に適合する実際の設計が述べられる。

I. 概要、及び原理

ケーブルの 150Ω の同相インピーダンスは、多くの異なった試験状況における製品の EMC 測定の正確さと再現性をケーブル共振が損なうことを防ぐための、望ましいゴールである。参考文献 [1] の 2.1章、及び 2.2章を参照されたい。

このため、我々はフィランドにおける即刻の要求に合わせるために 25対の通信ケーブルのための非侵襲的 150Ω 減結合回路網を作ることになり、その後、我々の一人はカテゴリー５データ・ケーブルのための実際的な CDN ――これはケーブルの本来の平衡も維持する―― を作るための開発を継続した。双方の探求は成功した。

Figure 1: 非シールド多対ケーブルのための 50Ω 同相フィルタ (明確にするために単一のペアのみを示す)

それらは、いずれも Figure 1 に示す基本的な構成に基づいている。

EUT から見ると、この構成は直列となった２つのインピーダンスから成る：

(1) 最初の要素は、内部導体として並列に振る舞う全ての芯線と外部導体として振る舞う特別な長さのケーブルのシールドから形成された同軸ケーブルのインピーダンスである。このインピーダンスは、このケーブルの特性インピーダンスと共振効果に依存する。特に、ケーブルの電気的長さが半波長の整数倍である時、 EUT 端における見掛け上のインピーダンスは AE 端のものの鏡像となり、ケーブル共振が防止されないならば非常に高くなることが予期される。ケーブル共振の管理の背後にある理論は参考文献 [1] の 2.4章で述べられているが、共振を制動するためにケーブル・シールドと直列に抵抗を挿入する必要がある、と要約できる。

(2) ２番目の要素は、ケーブル・シールドとグランドのあいだのインピーダンスと並列の、 150Ω 抵抗である。前者のインピーダンスは主として巻かれたケーブルのそれであり、ケーブルを巻いて配置すること、そしてフェライト・デバイスの追加によって管理することができる。

Figure 2: 市販の 25対ケーブルの 100m のリールをインダクタとして用いた、 Figure 1 のような単純な回路網の EUT 側の複合インピーダンス

最初の要素における困難は通常は総インピーダンスの上昇として現れるが、 150Ω 抵抗と並列のケーブル・コイル・インピーダンスにおける問題は総インピーダンスの低下という結果となる。これら双方の影響は、Figure 2 で見ることができる。

支配的なタイプ１半波長共振は、ここでは、800kHz のすぐ上の、左側のインピーダンスの最大として見ることができる。 10～30MHz の範囲のいくつかの鋭い極大は、ケーブルのリール内、そしてケーブルとグランドのあいだの浮遊容量に起因する、タイプ２エラーである。

だが、150Ω よりもやや小さいシャント抵抗により、この基本的な構成は、 IEC 61000-4-6 の第２版の 7.4節で要求されているように結合クランプの AE 側の終端に使用するための 150Ω 以下という要求に適合する、有用な機能を持ち得る。

だが、我々の目標は CISPR 22 と IEC 61000-4-6 第１版の要求に適合するための 150Ω 同相インピーダンスを持つ単一のアセンブリを作ることであったので、我々はそれらのインピーダンス誤差を低減するためのステップを進んだ。

II. 25対ケーブルのための減結合回路

A. タイプ１エラー；シールドと芯線のあいだのインピーダンス

Table 1: インピーダンス・ブリッジの測定結果

関心のある最低の周波数 ――150kHz―― において、長さ 100m の 25対ケーブルは集中素子と見倣すことができる。一括して接続された芯線とシールドのあいだのインピーダンスの測定の結果を Table 1 に示す。

Figure 1 に従って組み立てられた時、このケーブル長は 150kHz において EUT に対して √(150² + 14²) = 150.65Ω のインピーダンスを与える。これが関心のある最低の周波数であるので、より短いコイルで充分であったろう ―― だが、これは後まで調査されなかった。

これに伴う 150Ω からの許容できる偏差は、 150kHz において 10% (すなわち 165Ω) となろう；従って、√(165² - 150²) = 69Ω の容量性リアクタンスが許容できるであろう。これは 15nF に相当し、実際に使用された 100m の長さのおおよそ 1/4 であることを必要とするであろう。従って、この原理の大幅にコンパクトな実装が可能である。これまでに報告された実験において、我々は便宜のために 100m の長さを維持した。

Figure 3: 開放端のケーブルの、最初の３つの共振に対する相対電流分布

より高い周波数では、ケーブル内の共振を考慮しなければならない。参考文献 [1] において、ケーブルへの拡大された容量性結合が共振同軸伝送線路として振る舞うことが説明されている。

実際の応用ではこの線路の AE 端は開放回路となるであろうから、線路長が半波長の整数倍である周波数においては、 EUT 端も高インピーダンスを呈するであろう。これは、望まれる複合同相インピーダンスの形成を妨げるであろう。 EUT 端と AE 端の双方でゼロ電流 (＝高インピーダンス) となる最初の３つの共振に対する相対的な電流分布を、Figure 3 に示す。

その参考文献では、この影響を最小限とするために電流の極大点に抵抗を挿入することが推奨されていた。この研究においては、その容量性の部分の長さは、ケーブル・コイル自身の誘電体内での損失が高次の共振を充分に減衰させ、上でプロットされた最初の３つのみが検出可能となる程大きい。 Figure 2 の測定で用いられた 100m のケーブルについては、 0.9MHz にインピーダンスのピークがあり、低いピークが 1.8M に、検知可能なピークが 2.7MHz にある。 0.6 のケーブル速度係数について、これらはそれぞれケーブルの半波長、全波長、そして 3/2 波長の電気的長さに対応する。

これらのピークを除去する最初のステップとして、ケーブルは２つの 50m のセクションに分割され、これらのセクションのあいだのシールドは抵抗を通して接続された。これは、半波長と 3/2 波長の波形にいて電流が最大となる箇所でケーブル共振を制動するであろう。この最適値は 5Ω であることが判明した。この抵抗の追加は EUT ケーブルの働いている芯線への変更や追加を伴わないことに注意されたい。予期されたように、この抵抗はこの点で電流を最大とさせたであろう半波長と 3/2 波長のインピーダンス・ピークを除去した。だが、その周波数においては抵抗は電流が最小の箇所にあり、ほとんど効果的でないことから、これは全波長ピークを変えないままとする。

この残りの共振は、その高調波電流が最大となる、ケーブルの 1/3 の距離にさらに抵抗を追加することによって除去できる。だが、この種のケーブルに１つよりも多い制動抵抗を含めることは不便であるので、その容量性ケーブルの EUT から 38% の位置の単一の制動抵抗を用いることを提案する。この位置は Figure 3 の点線によってマークされており、これは半波長共振 (赤) の最大点にその周波数において適当な制動を与えるために充分に近いが、全波長共振 (紫) の最大点にもその抑制のために充分に近い。 3/2 波長共振 (青) や、より高い周波数の付随的な自然共振に対する制動も、ある程度ある。

B. タイプ２エラー；ケーブル・シールドとグランドのあいだのインピーダンス

Figure 2 から、ケーブルのバルク・リールに関連する浮遊容量が 1MHz 以上で深刻な分流効果を持つのを見ることができる。これには、２つの可能な解決がある。

第１に、そのケーブルは広帯域 RF チョークのために確立された方法の１つで巻くことができる。これらは、積層巻き、あるいは波状巻きの部分への分割を含む。我々はそのような巻線でのいくらかの実験を行ない、これは後の４対データ・ケーブルの設計を生んだが、それらはこの事例では嵩張り過ぎる構成をもたらす。

Figure 4: 複数のクリップ式フェライト

その代わりに、ケーブルの EUT 側にフェライトを用いた第２のインピーダンス要素を加えることができる。所期の実験は、Luthi FGZ 40Xhx15E クランプを使用した。これは 10MHz 以上では著しい利点を与えたが、 2～10MHz ではそのインピーダンスはまだ低過ぎた。そのようなクランプを２つ用いることは、浮遊容量に帰結させられる問題をもたらした。従って、我々は Figure 4 に示す新奇な構造の複数のクリップ式フェライト、複数巻きのインダクタを作った。

この写真は、比較的硬いケーブルを保護するために 65mm の大きな曲げ半径で４回巻のコイルにされた、外径が 11mm のケーブルを示す。その５組のフェライト U コアはテレビのライン出力のトランスのために意図された材料によるものであり、 5MHz の領域で相当の抵抗性インピーダンスを与える ―― だが、使用されたフェライトの特性のため、そのインピーダンスは 30MHz 以上で低下する。 30MHz 以上での試験のためには、 EUT 側に一般的なクリップ式フェライト・スリーブを追加しなければならない。

C. 複合インピーダンスの測定

Figure 5: 複数のフェライト、及び中央で分割されたケーブル・リールト

有望な結果を与えるセットアップを、Figure 5 に示す。

マルチ・フェライト・コイルとそのインピーダンス測定点は床の高さにあり、規格で要求されているようにグランドから 30mm 離され、そのグランドに対する静電容量を最小限とするためにコイルの軸を水平としている。 100m リールのケーブルのシールドはその中央で分割され、5Ω の抵抗が挿入されている。この写真で、ケーブル・リールはそのグランドへの静電容量を減らすためにテーブル上にあるが、マルチ・フェライトによって与えられる分離のためにこれは不要であることが後に判明した。

Figure 6: Figure 4 の構成の 80MHz までの複合インピーダンスと位相角

その複合インピーダンス特性は Figure 6 に示す。

その唯一の低周波ピークは、 II.A で議論したようにリールの 1/2 での短絡によって除去されたかも知れない、 1.77MHz の全波長共振であることに注意されたい。

CISPR22 は 30MHz までの特性しか要求していないので、この規格への適合は達成された。

そのインピーダンスと位相は、150Ω 抵抗の値の調整を必要とすることなく、 50MHz までで IEC61000-4-6 の CDN の要求に適合する ―― そして、我々は、クリップ式フェライト・スリーブの追加によってこの規定の 80MHz までの要求への適合を達成できるものと予期する。

D. まとめ

上で述べられた作業は、追加されたシールド・ケーブルの結合特性を利用することによって、任意の非シールド EUT ケーブルのための有用な 150Ω 減結合回路網を構成できることを確認する。

述べられた構成は 100kHz よりも上で満足に機能し、そのケーブル・コイルが必要よりも長いことを示す。だが、そのデバイスはその用途のために満足なものであり、今は IEC 61000-4-6 §7.4、及び CISPR 22 §C.14 の試験法の実施のために日常的に使用されている。

その後の開発の努力は、次に述べるデータ・ケーブル CDN へと向けられた。

III. データ・ケーブルのための本質的に良い平衡を持つ CDN

E. 概要、及び原理

上記の我々の試験は減結合デバイスのものであったが、グランドへの 150Ω 抵抗を信号発生器や測定用受信器への 50Ω ラインと 100Ωの直列抵抗とで置き換えることによって、この構成を結合デバイスのために適用できることは明らかである。非侵襲アプローチがローカル・エリア・ネットワークのようなカテゴリー５ UTP 非シールド・ケーブルのような高速データ・ケーブルの平衡の維持の問題を解決できるであろうことも明らかであり、そのようなケーブルのためにはカテゴリー５ FTP シールド付きケーブルが手頃な結合部を提供するであろう。シールドされた部分をシールドなしの EUT ―― AE ケーブルに接続するための標準的な RJ45 結合器も入手可能である。

このため、カテゴリー５データ・ケーブルのための、イミュニティとエミッションのいずれの測定での使用も適切となるであろう CDN を作る作業が UK で行なわれた。派生的な設計の可能性を最小限とするために、この CDN の寸法はフィンランドにおける 25対ケーブルのために必要な 50mm の最小曲げ半径とされた。完成した CDN は Figure 7 に示す。

Figure 7: 非侵襲 CDN ―― EUT ケーブルを左、AE ケーブルを右に、注入ポートより見る

その芯線を並列にした同軸モードのカテゴリー５ FTP ケーブルの所期測定は、 50m の長さは 13.4nF の静電容量を呈することを示した。従って、この長さは 150kHz よりも上で妥当に低い結合インピーダンスを与えるために適当である。 Figure 9 の「A」は、その CDN の AE 側がグランドに対して開放とされた時のこの静電容量の効果を示す。この点が短絡された時にはその容量性効果はケーブル・コイルのインダクタンスによって打ち消され、「B」に示すように、150kHz でのインピーダンス変化は無視できる。

だが、このカテゴリー５ケーブルの特性インピーダンスは 18Ω であった ―― 以前に用いた 25対のものよりも顕著に高い。これは「最初の要素」 (I の概要を参照) の充分に低いインピーダンスを得ることはより困難であろうことを暗示する

さらに、その誘電損失は 25対ケーブルのそれよりも小さく、従って全ての種類の共振の抑制はより高い周波数まで考慮されねばならない。このタスクは、以下に詳述する。

F. タイプ１エラー；シールドと芯線のあいだのインピーダンス

伝送線路共振の制動は、Figure 3 のものと似た、だが 26MHz までの良い制動を確かとするために 13次高調波まで拡げられた電流分布チャートの助けのもとに選ばれた位置に、ケーブル・シールドと直列に抵抗を置くことによって達成された。この周波数よりも上では、IEC61000-4-6 で許されるインピーダンス許容差は著しく増加し、ある程度の共振効果は受け入れられる。

これらの共振全てに適切に対処するためには、４つのシールド抵抗が必要であることがわかった。金属箔シールド・ケーブルのドレイン・ワイヤと直列に抵抗を挿入するのは全く容易であるので、そのような抵抗４つは問題ではない。相当に高損失のシールドを持つケーブルは、より便利であろう：それらは作られているが、適当なコア構成のものをすぐに入手することはできない。

Figure 9 において、マーカー「E」は、30MHz 以上のインピーダンスにおける、伝送線路共振の不完全な制動に伴う残りのピークを示す。それらは CDN コンポーネントのグランドへの浮遊容量に伴う全体的な低下によって圧倒されるので、これらは実際上の重要性は持たない。

これらの共振が存在するという事実は、 CISPR22 Annex D の D2 と D3 で述べられているもののような変圧器結合 ISN 回路網の性能への関係を持つ。変圧器巻線の長さが 1/4 波長近く、あるいはそれ以上となる周波数で使用されたならば、 EUT とこれらのデバイスの RF 干渉のあいだの結合に伝送線路共振が影響する筈である。

G. タイプ２エラー；ケーブル・シールドとグランドのあいだのインピーダンス

Figure 8: 非侵襲 CDN ―― バルク・ケーブル・コイルを左に、フェライト・コイルを右に見る

誘導性エレメントは２つの部分となっている。 EUT 側のフェライト装荷コイルは高周波で必要なインピーダンスを与え、長さ 50m のケーブルは低周波で必要なインピーダンスを与えるための空芯コイルを形成する。だが、追加のコンポーネントなしに周波数範囲を IEC61000-4-6 の要求の 80MHz まで拡大するために、 Figure 8 の右側に示すように、 EMC のための使用が意図されたフェライト材のクリップ式リング (Wurth type 742-715-4) が用いられた。

５つのフェライト・リングの塊まり、そして３回巻きを完成するために (50mm 曲げ半径で) 戻らなければならない２回の巻線からのその距離は、このフェライト装荷コイルの周囲の浮遊容量を最小限とするのに役立つ。これらの手段は、100MHz よりもかなり上の周波数まででの IEC61000-4-6 インピーダンス要求への適合を可能とする。

Figure 9: カテゴリー５ケーブルのための非侵襲 CDN の EUT 側インピーダンスの周波数特性

だが、このフェライト材は、10MHz 以下では 25対ケーブルでバルク・ケーブルの無造作な巻線を良好に機能させるのに充分な抵抗性損失を持たない。問題は、そのバルク・コイルの最初の共振よりも上の周波数においては、それはフェライト装荷コイルのインダクタンスと直列共振を生じ得る容量性インピーダンスを与えることである。ここで使用したフェライトの種類とケーブルの誘電率の組み合わせでは、これは受け入れ難く低いインピーダンスを与え得る。このため、その静電容量を最小限とし、その損失がインピーダンス低下を受け入れられる水準に制限するために充分となる周波数までその直列共振を上げるために、そのバルク・コイルはそれぞれが２回巻の幅しかない６つの「層」に巻かれている。この共振は、Figure 9 の「D」で見られる。この「層」の構成に大きな注意を払うことによって、この周波数は上げられ、またその深さは低減させられるであろう。

Figure 9 のマーカー「C」は、最初は見られたが、完全に除去されたインピーダンス最小の位置を示す。 CDN の AE 側が完全に開放回路である時 (実際の使用では存在し得ない便宜上の試験条件！)、ケーブル・コイルのインダクタンスと AE 側の浮遊容量とのあいだでの、 |Z| を 70Ω まで低下させる直列共振が、1.2MHz にあった。この周波数において、容量性と誘導性のインピーダンスはいずれも非常に高く、この共振は CDN の AE 接続点におけるケーブル・シールドからグランドへの 3.3kΩ 抵抗によって容易に除去された。 Figure 8 において、この抵抗は下端の左側の角の RJ45 カップラの隣にある。

H. RF45 FTP ケーブル・カップラの使用

この CDN に AE と EUT を接続できるようにするケーブル・カップラは、 Figure 8 の左下と右下のそれぞれに見える黒いブロックである。それらは、CDN 内の端末処理済みの FTP ケーブルと、外部ケーブルとして用いられる UTP ケーブル (あるいは、必要であれば FTP ケーブル) とのあいだのインターフェースを提供する。

これらの市販のカップラは、ケーブル・シールドに抵抗を接触させてベリリウム銅のスプリングで保持するように容易に改造できる。 AE カップラには 3.3kΩ 制動抵抗が接続されており、 EUT カップラには BNC 高周波コネクタへの 100Ω 結合抵抗がある。このコネクタは CDN の内部ケーブルの後ろにあるが、Figure 7 で見ることができる。

その平衡を CISPR22 §9.5.2 で述べられているエミッション測定のための特別な CDN で要求される程度まで慎重に低下させるのではなく、実際のデータ・ケーブルの平衡を保つための注意が払われた。だが、市販の RJ45 FTP ケーブル・カップラは、ケーブルの平衡を維持するトラックを持つ、小さいプリント基板を含む。これを、CISPR22 で要求される規定された不平衡度を与えるように変更できることは明らかである。

I. まとめ

この非侵襲 CDN を最も必要なデータ・ケーブルのために使用することが可能であり、ケーブルの芯線への接続を行なっていないので、このアプローチは他の種類のケーブルをカバーするために拡張することができる。

現在、カテゴリー６ RJ45 FTP カップラは入手可能ではないようである。だが、もしカテゴリー６の性能が重要となったならば誰かがそれを作ることは確実であり、そうなればこの CDN をカテゴリー６要求に適合させるために更新するのは単純なことであろう。

IV. 結論

その特性が良く理解されており、非常に広い周波数範囲で管理できる、２つの結合／減結合回路網を述べた。その手法は非侵襲的であるので、それを通るいかなるツイスト・ペア EUT 回路の平衡を乱すこともできず、多数のワイヤを持つケーブルに対してもそれ以上複雑なものとならない。これは、通信用途のための既存の CDN の設計に対する重要な改善である。

著者、特に Richard Marshall は、これらのデバイスのさらなる応用について議論できればと思う。

V. 謝辞

著者は、相互の寄与、そしてそれぞれの会社がこの作業を行なって公表することを認めてくれたことに謝意を表したいと思う。

VI. 参考文献

[1] R C Marshall, "Reducing errors due to resonances in radiated and conducted EMC testing" in Proc. 15th Int. Zurich Symp. and Technical Exhibition on Electromagnetic Compatibility, supplementary volume, Zurich, Switzerland, Feb. 2003, pp.267-272.

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2005-06-07