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機器のケーブルと EMC 試験

翻訳: T.Sato

概要

双方の理念に対する測定のセットアップのための ハードウェア的手法が述べられている。

背景

今日のエミッション試験規格群は ケーブルをエミッションを最大にするように配置することを要求している。 最悪条件の配置は異なった周波数では異なったものとなる可能性が高く、 またそれは通常はケーブルの配置の記録 ――総体的な再現性を確保するために必要となるであろうように ケーブルの位置を 1GHz における 1/10 波長まで記録することは、 稀にのみ達成可能な 30mm の位置精度を必要とする―― を必要とすることから、これは非現実的な要求である。

標準的な試験方法は、 ケーブルがどのようにテスト・チャンバーから出るべきかについて 何も言っていないか、あるいは不満足なものであるかのいずれかである。 例えば、CISPR22 は、主電源ケーブルは 床面に接続された接続箱か疑似電源回路網を介して出て行くように示唆している。 そのような構成は、その点において、 実際の使用で遭遇するであろうものよりも遥かに低い ゼロに近いコモン・モード・インピーダンス ――これ以降、「境界インピーダンス」、あるいは「出口インピーダンス」と呼ぶ―― を与える。 チャンバーの壁面に接続できる遮蔽を持たない ツイスト・ペアのデータ用や通信用のケーブルで特に問題となる、 データ用や制御用のケーブルについての記述はない。 しばしば金属管 ――カットオフ以下の導波路―― が用いられるが、 管内のケーブルによって形成される同軸スタブのために、 それが与えるインピーダンスは周波数によって大きく変わるであろう。

Figure 1: 境界インピーダンスに対する、 卓上 EUT からのフィールド強度 (Worm [1] からのデータ)

Figure 2: 境界インピーダンスに対する、 床置き EUT からのフィールド強度 (Rising [2] からのデータ)

Figure 3: GTEM セルの反射率 (Bottcher ら [3] からのデータ)

エミッション試験やイミュニティ試験の結果に対する ケーブル境界インピーダンスの影響に関する関心は増加している。 SB Worm [1] は、オープン・サイトのグランド・プレーンへの 0.8m のケーブル１本を持つ卓上模擬 EUT からのエミッションを測定した。 彼のデータの一部は、ここの Figure 1 に再録してある。 グランド・プレーン境界点におけるコモン・モード・インピーダンスを ゼロから無限まで変化させると、 30〜60MHz の周波数の結合で 10〜15dB の変化を、また 100〜180MHz の範囲でそれに近い変化 (ただし逆の) を生じていることが分かるだろう。

E Ristig [2] は、 境界点へと床面を這う 2.2m のケーブルを持つ床置き模擬 EUT を用いて、 チャンバー内で同様の測定を実施した。 彼は、ここの Figure 2 に示すように、20〜30dB の差に気付いた。

M Bottcher と共著者ら [3] は、計算と GTEM セル内での測定とを行なった。 接地された EUT ケーブルの存在によって セルの反射率 ――従ってその内部での結合効率―― が 劇的な影響を受けることを示している彼らの測定からの抜粋を Figure 3 に示す。

これらの３つの図の全ては、ケーブルがその境界において 非常に低い、あるいは非常に高い抵抗性インピーダンスを与えられる場合に、 強い共振の挙動を呈することを示している。 これは、EUT とケーブルとを干渉エミッションに関しての 送信アンテナと見倣すことによって理解できるだろう。

分析

Figure 4: 接地されたケーブルと EUT 表面の電流分布

このケーブル構成は 1/4 波長周波数の奇数倍でも共振する； Figure 4 の右半分はケーブル上のゼロ電流の点が加わった 3/4 波長共振を示す。 ここで赤い線をケーブルの反対側に示しているように、 このゼロ点よりも下のケーブルからのエミッションは 上のものとは位相が違っていることに注意されたい。 これはアンテナ・ケーブルに直角の方向での部分的な相殺を生ずるが、 試験に際して検出されないかも知れない 高い、あるいは低い角度への放射を上昇させる。 Figure 1 は 100〜180MHz の範囲でこの減少した水平放射を示しているが、 EUT とそれに隣接するケーブルの直角の曲りとによって与えられる 集中インピーダンスの影響からその共振はブロードであり、 この単純な理論から予期される 180MHz よりも下である。

Figure 5: 接地されていないケーブルと EUT 表面の電流分布

境界において無限大インピーダンスの場合は、 Figure 5 の助けによって理解できるだろう。 無限大インピーダンスの点では電流はゼロでなければならないので、 その電流分布は EUT の末端と同様に床面でもゼロにならねばならず、 共振は半波長、あるいはその整数倍の実効長に対応する筈である。 従って、Figure 1 でプロットした構成と開放回路終端について、 120MHz において最大値が観測されることを予期することになる。

実現

Figure 6: 現実の IT 設備とそのケーブル

コモン・モード出口インピーダンスの扱いに関する、２つの異なった主張がある。 最初のものは、共振が誤った試験結果をもたらすことから、共振を避けることである。 第２のものは、それが平均的な試験結果 ――特にスペクトラムの低周波側での―― に影響することから、現実のインピーダンスに整合させることである。 これらの基準は同一の最適値をもたらすとは限らないが、 それぞれの基準に合わせるための選択に関する不確かさは非常に大きく、 従って単一のコンポーネント定数を探すことは反逆のようなものである。

Figure 7: グランド・プレーン上のケーブルの特性インピーダンス

150Ω は規格 (例えば伝導性イミュニティ [4]) で広範に採用されているものの、 Figure 7 に示されたグランドから典型的な距離に置かれた 様々な典型的なケーブル直径に対して計算された 特性インピーダンスの幾何平均にこの値が近いことを除いては、 これに対する分析的に満足な論拠はない。 Figure 1 において、150Ω の終端は、 共振の除去のために 300Ω ほど有効ではなかったことに注意されたい ―― しかし、この試験状況では、 その単一の EUT ケーブルは他の物体からかなり離されていた。

現実のデータ用や遠隔通信用のケーブルを代表するものとして 150Ω 以外の値を採用した事例は全くなく、 CDN のような既存の標準化された 150Ω 試験機器を使えるようにするのが 実用上便利である。

最悪条件、あるいは典型的な試験

全ての周波数において真の最悪条件試験を実施するためには、 境界インピーダンスの開放と短絡とのあいだでの切り替えを必要とするだろう。 これは、以下で議論する手法を用いれば全く現実的なものである。

その代わりに、典型的な状況のみを試験の対象とすべきであると主張することもできる ―― 結局、典型的な加害者／被害者の分離の統計が 全ての EMC 規格の限度値の元となっており、 従ってそれらの統計内のコモン・モード・インピーダンスの変動を含めることは 合理的なものであろう。 これは、これも下で述べるように、 様々な方法で 150Ω 境界インピーダンスを実現することによって達成できる。

世界の規格化団体らは、この選択に取り組み、 彼らのケーブル境界要求を明確化する必要がある。 当面は、国家や産業グループの判断とプラクティス規定の範疇となる。

開放／短絡の境界インピーダンスによる試験

• 最悪条件のケーブル配置の自動的な選択の手段、 従って今は人の判断によって生じている矛盾の削減。 これは、感受性のための最悪の配置を選べる方法がないことがある イミュニティ試験において特に重要となろう。

• 既存の規格や試験プラクティスの不明瞭な点や矛盾のいくつかが 回避されるであろう。

• 電源ケーブル・エミッションの 100MHz よりも下における既存の過剰試験 (実際の使用と比較して低い テスト・チャンバー／オープン・サイト出口インピーダンスに伴う) は維持され、従って試験結果の歴史的矛盾を防止する。

• その反射防止壁が試験空間の導電性の境界の規定を困難とする全無響室内では、 このアプローチは、相互での、 そして小さい基準プレーンへのケーブルの切り替え接続を可能とし、 ある程度の自動的な最悪条件ケーブル配置選択を実現する。

複数の要素からのエミッションは、周波数が変化すると、 相殺、あるいは加算をもたらし得ることに注意すべきである。 ２つ以上のケーブルでは、 広い周波数範囲にわたって加算が若干の増加を生じるものの、 相殺が狭い周波数帯での非常に深いヌルを生じ得る。 従って、ケーブル・エミッションの最適化の目的は 最大のエミッションや感受性であるという言い方が慣習的なものであるが、 実際には最小の条件を避けることがより重要なものである。

Figure 8: 最悪条件ケーブル・エミッションのダイナミックな選択 (Gonzales [5] からのデータ)

もし、開放と短絡とのあいだでの切り替えが、 測定用受信器が単一の周波数掃引のあいだに双方の構成を観測して 最悪条件を選ぶのに充分に素早く行なえるならば、さらなる利点が得られる。 この例として、Figure 8 は、DTI NMSPU のために実施された、 ２つのケーブルを持つ EUT からのエミッションの National Physical Laboratory のオープン・サイトにおける測定結果を示す [5]。 橙のカーブは妨害されていないエミッションであり、 緑のものは下で Figure 13 に関して述べるものと似た光結合高速スイッチによって EUT の隣のフェライト制動素子を投入することによって ２番目のケーブルの共振を妨害して得られたものである。 「妨害されていない」条件が 80MHz よりも下でより大きいエミッションを与えることに注意されたい： この周波数よりも上では２番目のケーブルが共振に達し、 その共振を制動しないならば１番目のケーブルからのエミッションを部分的に相殺する。 この図では、切り替えのステップは 現実的であろうものよりも広く開けられている。 それらは、受信器に到達する混ざり合った信号が ２つの条件に対する値のあいだをどのようにジャンプするかを示している。 太い灰色の線は、最大の側の信号を追った尖頭値検波器が どのように出力するかを図示している。

単純化のために、以下の実施例の大半はスイッチとしてリレー接点を示している (実際、それはイミュニティ試験の高電力レベルのためには望ましいかも知れない) ものの、スイッチング時間が数マイクロ秒の半導体素子の使用は、 測定用受信器内の尖頭値／準尖頭値検波が 単一の周波数掃引のあいだに最悪条件を選択する利点を与え得る。 CISPR16 に従った準尖頭値検波を用いた場合、 測定用受信器がそれらの状態での放射フィールド強度を記録するためには それぞれのスイッチ状態は２マイクロ秒の維持を必要とするだけである。 この「オン」時間と、より長い「オフ」期間との組み合わせは、 それらの２つの状態を容易に判別できる Figure 8 に示したものによく似たスペクトラムアナライザの表示を与える。

稀なインパルス性エミッションを捉えるために周波数掃引を遅くしない限り、 それらの２組の測定値は試験時間の増加というペナルティなしに得られる。

インピーダンス切り替え式フィルタの実現

Figure 9: ３芯電力ケーブルのための切り替え式境界フィルタ

この図で、太い破線は、導電性のテスト・エンクロージャ、 あるいは全無響室内の EUT の下の板を示す。 測定用アンテナ、あるいはその他のフィールド結合手段は、 明確化のために省略されている。 EUT からの単一の３芯遮蔽なしケーブルは、チャンバー境界壁と、 その境界を越えて流れる無線周波信号に対する高インピーダンスを与える それぞれの芯線へのチョーク・コイルを含む直列要素を通って引かれ、 電流がこの点で最小となることを確実とする。 しかし、この接地導体と２つのフィルタ・コンデンサは、 そのスイッチの閉鎖が無線周波において 非常に低いコモン・モード・インピーダンスを与えるように接続されている。 これらは、今度はそのチャンバー境界で電流を最大とするであろう。 これは、望んだような相補的な共振条件をもたらすであろう。

チョーク・コイルが誘導性となる必要はない： 実際、広い周波数範囲にわたって高インピーダンスを与えるためには、 高損失のフェライト・コアで達成され得るであろうような、 実質的に抵抗性のチョーク動作が望ましいかも知れない。 それらのコイル群は、単一のコモン・モード・コア上の複数の巻線によっても 同程度に満足に構成されるであろう。

Figure 10: 試験領域から出ないケーブルのための切り替え式終端

全ての EUT ケーブルが実際にチャンバー境界の通過を必要とするわけではない。 ある種のもの ――マウスやヘッドホンのケーブルのようなもの―― は必然的に短く、 また実際の使用で共振するであろう： これらは手を触れるべきではない。 他のものは、実際には長いが、 小さい補助機器 (AE) か差動モード終端コンポーネントによって、 試験の完全性を失うことなくチャンバー境界で終端できるかも知れない。 これらのための切り替え式コモン・モード終端は、 Figure 10 に示すように容易に配置できる。

この図の右上に示したような同軸ケーブルに対しては、差動モード終端抵抗は コモン・モード接地スイッチと全く独立していることに注意されたい。 しかし、右下に示したような遮蔽なしツイスト・ペアに対しては、 適当なスイッチ接続点を与えるために、 その終端抵抗にはセンター・タップを設けなければならない。

Figure 11: ２芯遮蔽ケーブルのための切り替え式境界フィルタ

Figure 11 は同軸や多芯遮蔽付きケーブルのための切り替え式フィルタの例を示す。 必要な高直列インピーダンスは、コモン・モード・チョーク ――いくつかのフェライト・スリーブの形をとるかも知れない―― によって与えられる。 その代わりに、長いケーブルを空芯チョーク・コイルとして巻くこと、 あるいはそのケーブルを「吸収クランプ」に通すこともできる。 インピーダンス・スイッチはケーブルの遮蔽に直接接続され、この例においては、 その巻線が遠隔制御で駆動される電気機械式リレーを利用している。 チャンバーの壁面を通した RF 漏洩を最小限とするために、 このリレーの巻線回路はデカップリング貫通コンデンサを含んでいる。

Figure 12: 外部遮蔽付きケーブルと PIN ダイオード・スイッチを用いた、 ２芯遮蔽なしケーブルのための切り替え式境界フィルタ

高速データを運ぶ遮蔽なしケーブルの場合には、 許容できない差動モード負荷やインピーダンス変動を生ずるであろうことから、 そのコモン・モードのケーブルに Figure 9 で示したようにコンデンサを用いてアクセスすることはできない。 そのような状況では、Figure 12 に示すように、それらのコンデンサは テスト・エンクロージャ外の遮蔽付きケーブルの 分布容量で置き換えられるかも知れない。 この構成では、その遮蔽された部分は 補助機器に近い端が開放回路である共振同軸スタブとして振る舞う傾向がある。 このスイッチと直列の高インピーダンスでの反射を防止するために、 高損失の誘電体の使用、もしくはその中間点での遮蔽への抵抗の挿入によって、 適切な抵抗性損失を確保することが望ましいかも知れない。 その代わりに、単にそれを非常に長くすることもできる。 Cat 5 UTP データ・ケーブルでの試験は、 内部導体としての並列となっている８本の導体全てと 外部導体としての金属箔遮蔽とで形成された同軸ケーブルは 15Ω 程度の特性インピーダンスを持ち、 また長さ 70m が 30MHz においてその SWR を 2.6:1 に制限するのに充分な自己損失を持ち、 これはスイッチと直列に見られ得る最大インピーダンスを 許容範囲である 40Ω に制限することを示した。

Figure 12 は、これや前の例でのスイッチを、 遠隔制御回路から供給される直流電位でバイアスされた半導体 PIN ダイオードを用いて どのように実現できるかも示している。 この 2.2kΩ の抵抗は、それが「開放」している時に 遠隔制御回路がダイオード・スイッチのインピーダンスを過度に減少させるのを防止し、 またそれが閉じられている時のダイード電流を規定する。 遠隔制御回路の出力がグランドに対して -24V に保持されているならば、 PIN ダイオードは逆バイアスされて 0.3pF 程度のインピーダンスを与え、 従ってその「スイッチ」は実質的に開放となる。 逆に、遠隔制御回路の出力がグランドに対して +24V に保持されているならば、 PIN ダイオードは導通して 10Ω 以下の抵抗が予期され、 従ってその「スイッチ」は実質的に閉じられる。 PIN ダイオードは、無線周波において著しい高調波や相互変調を生じないよう、 そのスイッチング時間を管理するようにドープされている。 そのようなダイオード・スイッチは非常に速い動作という利点を持つが、 その欠点は限定された電圧／電流取り扱い能力である。 従って、それはエミッション試験のためには望ましいが、 高フィールド強度でのイミュニティ試験のためにはリレー接点がより良いかも知れない。

Figure 13: 絶縁型ケーブル・インピーダンス・スイッチ

Figure 13 は他のアプローチを示す； 伝統的な低インピーダンス境界フィルタに隣接して、 分割フェライト・コモン・モード・インピーダンスが EUT ケーブル上に取り付けられている。 これは、通常は高コモン・モード出口インピーダンスを与えるであろうが、 このフェライトにはこの加えられたインピーダンスを除去して 低インピーダンス条件を回復させるために短絡できる二次巻線が取り付けられている。 テスト・チャンバー内の制御ケーブルはその RF フィールドを妨害するかも知れないので、 このスイッチは光ファイバー・リンクで制御される。

Figure 14: 絶縁型ケーブル・インピーダンス・スイッチのプロトタイプ

このために必要なハードウェアの初期の例を Figure 14 に示す。 それぞれの灰色の箱はバッテリーと「ON」表示 LED を含んでいる。 左側の箱には内部のフェライト・スリーブに通すために EUT ケーブルが通される穴がある。 右側の箱には「ON／OFF／パルス」スイッチが付いており、 双方のユニットは手前に丸めてあるファイバーで繋がれている。 このテクニックには、ケーブルの機器側や 単一の EUT の独立したアセンブリを繋ぐケーブルにも適用できるという利点がある。

テスト・エンクロージャから出る２つ以上の接続ケーブルを持つ EUT の場合には、 過剰な試験時間なしに最悪条件の電磁結合に充分に近づけるために、 それぞれのケーブルに対応するインピーダンス制御スイッチの双方の位置は、 可能ないくつかの位置の組み合わせ ――全てである必要はないが―― で調査しなければならない。 直感的に、低周波においては低インピーダンス状態がより高いエミッションを与え、 電流が２つのケーブルで形成されるループを流れることを可能とすると考えられるので、 最小の試験パターンは 一度に１つのケーブルを高インピーダンス状態とするものであるべきである。

150Ω 境界インピーダンスの実現

ケーブルを EMC テスト・チャンバーの壁を通す際の従来の方法は、 他の目的のために設計されたフィルタを用いていた。 例えば、CISPR 内で伝達された最近の作業で、 ケーブル共振の低減のためのデバイスとしての吸収クランプの使用が議論されていた。 これは有用であることが示されているが、完璧からはほど遠い： クランプは高過ぎるコモン・モード・インピーダンス (30MHz で 1,000Ω を超えると Worm [1] が記録している) を持っており、従って共振を最適な形では制動しない。 吸収クランプは、 その EUT 側入力インピーダンスと補助機器側負荷インピーダンスの違いから明らかな 不充分な減衰も示す。 さらに、それは嵩張り、 複数のケーブルを持つ EUT の試験のための要求のカバーのために 充分な数のものを購入できそうにはない。

Worm [1] は、EN61000-4-6 [4] の結合／減結合回路網は、 放射フィールド試験における境界フィルタとしての使用のために 技術的に適切であると結論した。 いくつかの製造業者 [6] は拡大された周波数範囲を提示しており、 これはそれらをこの用途のために特に適切なものとする。 しかし、吸収クランプがそうではないのに対して、それらはケーブルに挿入される。

上でインピーダンスの切り替えについて議論したように、 境界を横切る必要のないケーブルに対しては、 Figure 10 のものと似ているがスイッチ接点に 150Ω の抵抗が付けられた終端によって 極めて容易に対処することができる。

他のケーブルのためには、 一定の 150Ω コモン・モード・インピーダンスを与えるために、 Figure 11、及び 12 で示した切り替え式フィルタを 同様の方法で適用できるかも知れない。

Figure 15: 出口フィルタの目標仕様

しかし、最も望ましい解決は、 EUT ケーブルを切断したり短くしたりする必要がないように クランプ式の構造の便利さを持つ、 150Ω コモン・モード・インピーダンスの境界フィルタである。 これは直列とシャントの要素の組み合わせによって達成されている [7]。 この設計では Figure 15 の目標仕様が目指された： すなわち、30〜230MHz の周波数範囲にわたって EN61000-4-6 に従い、 230〜1000MHz では +150Ω -75Ω に広げられた出口インピーダンスと、 30〜1000MHz の範囲にわたって 150Ω 終端のあいだで測定した時に 20dB の境界通過減衰を持つ。 我々はこの規格の慣習に従っているものの、終端抵抗の係数の規定は この状況でのインピーダンスを定めるための 最良の方法ではないことを言っておかねばならない： SWR を ――おそらくは、230MHz 未満で ＜1.5、それ以上で ＜2 のように―― 定めた方がベターであろう。

非挿入型の境界フィルタ

Figure 16: 出口フィルタの各段のコモン・モード等価回路

有意な容量を与えるためにはある程度の長さのケーブルに接触させる必要があるが、 この処置は、その動作周波数範囲に入ったならば その共振がフィルタ特性を妨害する伝送線路を形成するであろう。 そこで、我々は複数の段 ――それぞれが、直列要素としてフェライト・スリーブを用い、 その周波数範囲の一部だけをカバーするように その長さが最適化された容量性の部分と共に機能する―― から成る多段フィルタを作製した。 単一の段のコモン・モード等価回路は Figure 16 に示す。

Figure 17: 誘導性結合させられた抵抗を用いた フェライト・スリーブ・インピーダンスの変更

Figure 18: データ／遠隔通信ケーブルのための実際の 150Ω 出口フィルタ

それぞれの直列要素は、 Figure 17 に示すように二次巻線として結合したシャント抵抗の追加によって そのインピーダンスが変更されたフェライト・スリーブを含む。 この図は、広い周波数範囲にわたる必要な精度のインピーダンスの達成における そのシャントが持つ効果も視覚的に示している。 この二次巻線の漏洩インダクタンスを最小限とするように 特別な注意を払わねばならないことを注意しておくべきである。 この直列要素と編組容量性シャント要素いくつかを組み合わせると、 Figure 18 に示した LAN／遠隔通信用の４対ケーブル [6] のためのもののような、 特定の種類のケーブルのためのコンパクトな出口フィルタを構成し得る。 このフィルタのねじの切られたコンジットの端は、 テスト・チャンバーの壁の内側や外側への直接の取り付けを可能とする。

汎用的な用途のためには、吸収クランプのような分割の構造が非常に望ましい。 分割フェライト・コアは一般的なものであるが、 これを補足するために分割シャント要素が必要である。 軟質プラスチック・フォームで支持された導電性繊維を 300pF/m 程度のクリップ式シャント容量の形成のために使用できることが 証明されている。 これは、現実的な、しかし比較的嵩張るアセンブリとなる。

Figure 19: ダクト内のケーブルのためのシャント容量装荷

しかし、その嵩は、ケーブル・ダクトに収められ、 また外部世界へのいくつかのケーブルを持つ EUT の試験の支援のための 経済的な複数ケーブル用アセンブリの構築も可能とするものである。 Figure 19 は、100mm 幅のダクトへの容易な組み込みのために、 ４ケーブル用シャント・コンデンサをどのように構成できるかを示す。 この特定の幅は、標準的な 100mm フェライト・タイルとの互換性のために選ばれた。

Figure 20: 汎用の用途のための実際の 150Ω 出口フィルタ

Figure 21: 汎用の出口フィルタのコモン・モード特性

Figure 20 に、コネクタの再配線を回避しながら 全ての余計なケーブルをテスト・チャンバーの外に置けるようにし、 しばしばケーブルの束線によってもたらされる不確かさを除去するために、 ３芯 1.5mm² 主電源ケーブルと Cat 5 データ・ケーブルとを抱えているように見える、 同様の構成を用いた完全な２ケーブル用の５段クランプ・フィルタ [6] を示す。 この実際のフィルタのコモン・モード・インピーダンスと減衰率は Figure 21 にプロットされており、 その設計目標に充分に近いと見ることができる。 勿論、その差動モード減衰率は そのアセンブリを通過するケーブルのそれの一部に過ぎない。

その点でゼロに近いインピーダンスを達成するために出口の点で接地される 電力や遮蔽付きのケーブルのためには、特に素直なクランプ・フィルタを構成できる。 そして、このインピーダンスは、 １つ、あるいは２つの抵抗装荷フェライト・スリーブを Figure 13 の構成に置き換えることによって望ましい値まで上げられる。

結論

この領域における規格の明確化と改善の必要があるが、 ここで述べられた原理やプラクティスのいくつかの即座の実施の余地はある。

謝辞

この記事で述べられたハードウェアのいくつかは Richard Marshall Limited の知的所有物である。 商用ライセンスはすぐに受けられる。

参考

• [1] "On the relation between radiated and conducted RF emission tests", S B Worm, Philips Research, 13th International Zurich Symposium & Technical Exhibition on EMC, February 16-18, 1999, pp515-520

• [2] "Placement of ferrites on cables exiting the EUT (Floor standing and Table-top)", E Ristig, Private communication from the author referenced as CISPR/A/WG2 project FAR/Convenor 5 (March 1999)

• [3] "Numerical Simulation of a GTEM Cell", M Bottcher, P Noack, & F Reichert, 12th International Symposium on EMC, Zurich, 1997, pp333-338

• [4] "Electromagnetic Compatibility (EMC) Part 4: Testing and measurement techniques. Section 6: Immunity to conducted disturbances induced by radio-frequency fields", European Standard EN61000-4-6:1996

• [5] "Switched cable decoupler measurements", D Gonzales, M Alexander, J Lee, & R Marshall, EMC York 2000, 10-11 July 2000

• [6] "Innovative EMC test solutions" catalogue, Richard Marshall Limited, 30 Ox Lane, Harpenden, AL5 4HE, UK or website design-emc.co.uk

• [7] "Chamber exit filters for radiated EMC testing", Richard Marshall, EMC York 2000, 10-11 July 2000

これは、EMC+Compliance Journal に掲載された記事を、 その許諾を得て T. Sato が翻訳したものです。 この翻訳については、原著者らはいかなる責任も持ちません。 これについての意見、質問などは VEF00200@nifty.com (T.Sato) 宛にお送り下さい。

Last update: 2002-05-09